子模块控制器

子模块控制器（共5篇）

子模块控制器 篇1

0 引言

模块化多电平换流器(MMC)是德国学者于2002年提出的新拓扑,其模块化结构使其具有很强的可扩展性、良好的交直流输出特性和较高的可靠性。因此,MMC非常适合于轻型直流输电、电力机车拖动和新能源并网等领域。2010年,连接美国匹兹堡和旧金山的世界上首条商业化MMC型高压直流输电(MMC-HVDC)线路投运[1],而国内基于MMC的南汇风电场柔性输电示范工程也已于2011年通过验收[2]。

目前,学术界针对MMC的研究主要集中于暂态和稳态数学建模[3,4]、调制控制策略[5,6,7,8,9,10]、相间环流抑制策略[11,12],以及交直流系统故障保护[13,14]等方面,对于子模块故障的保护控制策略研究较少。MMC包含大量的子模块,部分子模块发生故障将导致换流器不能正常工作,降低了其可靠性[15]。因此,必须设计冗余子模块来应对部分子模块故障时的情况。文献[15]提出了一种冷备用的子模块冗余保护方案,但该方案在故障时需要将冷备用子模块控制投入并进行充电,需要较长的暂态过程,控制过程较为复杂。本文根据MMC冗余运行原理,提出了一种新的子模块热备用的冗余容错控制策略,并通过电磁暂态仿真验证了该策略的有效性。

1 子模块故障原因

MMC的子模块如图1所示,子模块包括半H桥绝缘栅双极型晶体管(IGBT)模块、直流电容和子模块控制信号。

以下列举了几种常见的子模块故障。

1)IGBT模块故障

IGBT模块由IGBT和反并联二极管等电力电子器件组成,其电压、电流过载能力较弱。过电压、过电流,或过高的电压、电流上升率都可能导致其损坏。该故障类型是子模块最常见的故障。

2)直流电容故障

直流电容的过载能力较强,故障概率较低。

3)控制信号故障

MMC主要应用于中高压领域,控制侧和主电路侧由于电位差很高,因此需要隔离。通常采用光纤传输控制信号。串联子模块数量多,控制信号传输量很大。控制信号的传输错误也是导致子模块不能正常运行的常见故障之一。

2 冗余容错方案分析

MMC的最大优点是模块化构造,能方便扩展到各种电压等级和实现冗余容错控制。冗余容错控制的主要思路是:在电路中配置一部分冗余子模块,当有一部分运行的子模块故障时,冗余子模块能保证MMC不间断运行。冗余子模块的运行方案主要有如下3种。

方案1:当子模块正常运行时,冗余子模块被旁路,不参与工作;当子模块发生故障时,冗余子模块替换故障子模块。此方案缺点是冗余子模块接入及充电需要花费较长时间,系统将经历一个较长的暂态过程,冷备用子模块需要额外的控制,同时冗余子模块在正常运行时处于闲置状态,未能被充分利用以改善系统均压性能。

方案2:当子模块正常运行时,冗余子模块参与工作;当子模块发生故障时,旁路故障子模块后,同时旁路其他桥臂上相同数量的子模块,保持系统对称运行。

方案3:当子模块正常运行时,冗余子模块参与工作;当子模块发生故障时,仅旁路故障子模块,其他桥臂不作变动,系统不对称运行。

方案2中,当1个桥臂子模块发生故障时,为保持系统的对称性,旁路其他5个桥臂的正常子模块,将造成系统的可靠性大幅下降,很不经济。方案3弥补了方案1和方案2的缺点,但会造成桥臂的不对称。经过比较分析发现,方案3更适合于MMC。本文采用方案3,提出一种基于能量平衡的冗余容错控制策略,有效消除了由桥臂不对称带来的桥臂电流不对称和直流电流波动。

3 冗余运行原理

MMC的基本电路结构如图2所示,以a相为例进行分析。子模块并网运行时,MMC交流输出电压参考值uaref由电流内环、功率外环交叉解耦控制器[5]得到。

设交流电压、电流参考值分别为:

式中:m为电压调制比,其取值范围为(0,1];Udc为系统直流电压;Im为交流电流幅值。

采用直接调制法,上下桥臂电压参考值uuaref和ularef分别为:

上下桥臂子模块总电压uΣua和uΣla分别为:

式中:Nsum为桥臂子模块总数;uduai和udlai分别为a相上下桥臂中第i个子模块电压。

设均压效果良好,各子模块的电压可认为相等,则式(5)和式(6)可表示为:

式中:udua和udla分别为a相上下桥臂任意子模块电压,冗余运行条件下,uΣua＞Udc,uΣla＞Udc。

假设开关频率无穷大,定义上下桥臂的连续开关函数Sua和Sla分别为[9]:

由于开关频率无穷大,流过电容的电流与桥臂电流满足如下关系:

式中:C为电容值;idua和idla分别为上下桥臂电容电流;iua和ila分别为上下桥臂电流。

把式(9)和式(10)代入式(11)和式(12)可得:

上下桥臂的能量Wua和Wla可表示为:

式中:Ud为正常运行子模块的额定电压;T为工频周期。

由式(15)和式(16)可以看出,桥臂的能量由平均值和波动量构成。子模块正常运行时,各桥臂平均能量相等。

4 能量平衡容错控制策略

以a相上桥臂为例,当有一部分子模块发生故障并被旁路时,子模块总数将小于Nsum,系统处于不对称运行状态。根据式(15)和式(16),a相上桥臂能量平均值将小于其他桥臂,这会造成a相上桥臂子模块电压波动幅度变大、桥臂电流畸变、三相环流不对称,最终导致直流电流波动。

为了抑制不对称运行带来的直流电流波动,可以控制故障桥臂的平均能量与其他桥臂的平均能量相等,达到能量平衡状态。

子模块正常运行时,MMC满足以下条件:

式中:N为正常运行的桥臂子模块最大投入数;Nr为子模块正常运行时的冗余子模块数;Wrated为额定桥臂能量。

当有Nf个子模块发生故障时,故障桥臂的总能量Wua为:

式中:Ufd为故障桥臂子模块额定电压。

按照各桥臂能量相等的原理(Wua=Wrated),故障桥臂子模块的额定电压可表示为:

子模块正常运行时,Nf=0,此时式(21)也适用,所以该策略同时满足子模块正常运行和子模块故障时的情况,控制系统的一致性好。冗余容错控制策略如图3所示。

5 子模块故障个数限制

考虑实际电容能承受的耐压有一定的限制且直流侧需要足够的子模块维持直流电压,子模块故障个数必须满足如下限制条件。

限制1:子模块电压小于子模块电容最大耐受电压,即

式中:Ut为子模块电容最大耐受电压。

将式(21)代入式(22),可得出子模块故障个数的取值范围为:

限制2:具有足够的子模块维持直流电压,即

将式(18)和式(21)代入式(24)可得故障子模块个数的取值范围为:

故MMC单个桥臂子模块故障个数要同时满足式(23)和式(25),即能忍受的最大故障子模块数为Nsum(1-Ud2/Ut2)与Nsum-N2/Nsum中的较小值。

6 仿真分析

为验证本文提出的子模块冗余容错控制策略的有效性,在PSCAD/EMTDC仿真软件搭建了61电平MMC模型,主电路拓扑如图2所示。MMC直流侧接恒定直流源,交流侧通过电抗器接交流电网。模型的主要参数如附录A表A1所示。

模型的交流侧通过有功、无功电流交叉解耦控制,正常运行时的有功电流设为-0.5kA(定义电流从电网流向换流器的方向为正方向),无功电流设为0。0.3s时,a相上桥臂有8个子模块发生故障;0.3~0.5s时,仅旁路故障子模块,故障容错控制不投入;0.5s以后投入故障容错控制。

直流电流、a相桥臂电流、a相桥臂环流和三相上桥臂能量的仿真波形如图4至图7所示。

由上述仿真波形可以看出:子模块发生故障并被切除,但故障容错控制不投入的情况下,直流电流发生波动,故障相上下桥臂电流出现不对称,桥臂环流波形畸变,故障桥臂能量小于其他桥臂;当故障容错控制投入后,直流电流波动被抑制,桥臂电流和环流不对称被消除,各相桥臂的能量恢复平衡。

其余仿真波形见附录A图A1至图A7。可以看出:(1)当故障容错控制不投入时,无功功率基本平稳,有功功率出现轻微的波动,控制投入后波动消除;(2)子模块故障对MMC交流输出电压影响不大;(3)对于交流电流,当故障容错控制不投入时,交流电流波形出现轻微波动,控制投入后波动消除。

从仿真结果可以看出,子模块故障对系统的直流侧影响较大,对交流侧影响较小。

7 结语

1)本文阐述了MMC子模块故障的原因,在分析比较3种常见的冗余容错方案优缺点的基础上,提出采用子模块热备用、故障时仅旁路故障子模块的方案。

2)为抑制MMC不对称运行导致的直流电流波动和桥臂电流不对称,理论上推导了MMC冗余运行的数学原理,并据此提出了一种基于能量平衡的子模块冗余容错控制策略。

3)在PSCAD/EMTDC平台搭建了61电平MMC仿真模型,仿真结果验证了冗余容错方案和冗余容错控制策略的有效性。

摘要：阐述了模块化多电平换流器(MMC)子模块故障类型,包括绝缘栅双极型晶体管(IGBT)模块故障、直流电容故障和控制信号故障。分析比较了3种子模块冗余容错方案的优缺点,选择采用对MMC影响较小的子模块热备用的冗余容错方案。该方案的缺点是MMC运行于不对称状态,导致MMC直流电流出现波动。为此,在推导MMC冗余运行状态的基本数学模型、得出桥臂能量数学表达式的基础上,提出了基于桥臂能量平衡的冗余容错控制策略来抑制直流电流的波动。在时域仿真软件PSCAD/EMTDC中搭建了61电平MMC模型,仿真结果验证了提出的冗余容错控制策略的有效性。

关键词：模块化多电平换流器,子模块故障,冗余容错控制,能量平衡

子模块控制器 篇2

模块化多电平换流器(MMC)自2003年由Marquart和Lesinicar提出以后就备受关注[1,2,3,4,5,6,7]。目前世界上在建的柔性直流输电工程多数采用了MMC或者其类似结构[8]。MMC具备电压源换流器特性,能够实现四象限运行[9]。同时,由于其桥臂由多个功率模块单元级联组成,利于子模块设计与系统扩展,具有无需大量绝缘栅双极型晶体管(IGBT)串联,器件承受电压变化率低并且换流器输出波形谐波含量较低等优势[10],因此成为了高压直流(HVDC)输电领域的研究热点和发展趋势。

对于MMC控制系统的设计,子模块悬浮电容的电压均衡问题是需要考虑的主要问题之一,目前也得到了广泛的研究。现有电压均衡控制策略可以分为三类:第一类为基于电容电压排序的均衡算法,该类策略因其原理清晰、实现简单,为大多数文献所采用。该类策略研究主要目的为减小开关动作的频率及损耗[11,12,13,14];第二类是通过为子模块增加独立的控制系统以实现电容电压稳定控制[15];第三类是通过控制触发方波脉冲的生成形式,实现直流电容存储能量的均衡[16]。基于电容电压排序的电压均衡控制算法需要对采集到的电容电压进行实测和排序。而在实际工程中,子模块数量达到成百上千个,传统均压方法通常采用子模块电容电压排序选通的方法,该类算法的排序运算占用了大量计算资源,难以满足控制系统的要求。文献[11]引入保持因子,使电容电压未越限的子模块具有保持原来开关状态的能力,降低了开关器件的动作频率;文献[12]通过引入子模块间的最大电压偏差量,一定程度上解决了排序算法导致的IGBT开关操作过于频繁的问题;文献[13]同样提出双保持因子来降低开关器件频率;文献[14]设计了一种基于平均值比较电压均衡控制策略,降低了排序环节占用的计算资源及开关频率。但对于文献[11,12,13,14]提出的优化平衡控制策略,均属于非定量控制开关频率的控制方式,无法准确控制频率大小,而MMC中子模块开关频率大小一直是MMC设计及其正常运行的重要参数,开关频率的波动可能会造成子模块电容电压波动幅度较大,从而影响系统的稳定运行以及换流器的运行效率。

因此,本文提出一种MMC子模块平均开关频率(下文称为子模块开关频率)精确控制方法,在降低器件开关动作频率、降低损耗的同时能够精确控制开关频率,该策略基于比例—积分(PI)控制器的精确控制子模块开关频率原理,能够精确地控制开关频率并实现电压的均衡控制。最后,在PSCAD/EMTDC中搭建了双端101电平的模块化多电平换流器型高压直流(MMC-HVDC)模型,对所提出的控制策略进行了较为全面的仿真验证。

1 MMC拓扑与基本运行原理

图1为三相MMC等效电路示意图,换流器由三相六桥臂组成[17,18,19],其中每相由上下两个桥臂构成,每个桥臂由N个子模块和1个桥臂等效电感L组成。如图1所示,半桥子模块由2个IGBT(T1和T2)、2个反并联二极管(D1和D2)和1个直流电容C组成,其中半桥子模块的2个IGBT正常运行状态下的开关状态互补,通过控制IGBT的投切状态来控制子模块电容的投入或者切除状态。换流器的交流侧可通过变压器与交流系统连接。图中交流侧线电流为isj(j=a,b,c,下同);vj_up和vj_down分别为各相上、下桥臂的桥臂电压;iupj和idownj分别为流经各相上、下桥臂的桥臂电流;Udc和idc分别为直流侧电压和电流;O为直流侧虚拟零电位点。

图1中任意时刻上下桥臂投入的子模块数量之和保持为n,这样可以产生一个恒定的直流电压Udc,所以上、下桥臂电压va_up和va_down可表示为:

式中:m为电压调制比。

对于MMC调制方式,本文采用适用于模块数较多情况下的最近电平逼近调制(NLM)[20,21],其控制流程图见附录A。

2 子模块电容电压平衡控制策略

2.1 传统的电容电压控制方法

MMC的直流电压控制和三个相单元的并联结构可以维持直流电压平衡,随着相单元上、下桥臂子模块投切状态的切换,其上、下桥臂子模块电容电压之间也能够实现平衡。

传统均压法是通过对桥臂子模块电容电压进行排序,并根据桥臂电流的方向进行导通和旁路。由文献[11]可知,当子模块放电时,选择电容电压较高的子模块放电,使得被选中的相应子模块电容电压降低;反之,当子模块充电时,选择电容电压较低的子模块充电,使得被选中的相应子模块电容电压升高。根据子模块的运行状态选择合适的子模块,就可对电容电压进行调整,最终实现电容电压的均衡。

由此可见,由于采用传统的排序方法,在每个周期内均会对所有子模块电容电压进行重新采集电压信息并全排序,因此会造成子模块开关频率过高导致IGBT损耗较大,增加换流器损耗,降低功率器件的使用寿命。

2.2 电容电压的优化平衡控制策略

在传统均压法中,并未考虑降低器件开关频率的要求,因此子模块的投切仅根据电容电压排序结果,并未考虑子模块的上一时刻投切状态。

而对于电容电压优化平衡控制策略[11,13],在电容电压额定值附近设定一组电压上、下限值,对于电压越限的子模块,则不做任何处理,直接进入排序模块,而对于电压未越限的子模块则希望保持原投切状态。所以针对电压值未越限的桥臂子模块,结合桥臂电流的充放电情况对其电容电压进行处理,然后再做排序,这种处理的目的是在一定程度上增加电压值未越限的子模块在触发控制下一次动作时保持原来投切状态的概率,以降低器件的开关频率。具体处理方法为通过引入双保持因子HF1和HF2对传统均压方法进行优化,其中HF1>1,两个保持因子的关系是:

1)若桥臂电流为充电方向,触发控制下一次动作时投入电容电压较低的子模块。将处于投入状态且电容电压大于电压上限的子模块不做处理,直接输入至排序模块;将处于投入状态且电容电压小于电压上限的子模块的电容电压乘以HF2后再做排序,这样,通过人为降低排序模块中储存的电容电压值,增大了这些子模块在触发控制下一次动作时保持投入状态的可能性。

2)若桥臂电流为放电方向,触发控制下一次动作时投入电容电压较高的子模块。把处于投入状态且电容电压小于电压下限的子模块不做处理直接输入至排序模块;将处于投入状态且电容电压大于电压下限的子模块的电容电压乘以HF1后再做排序,这样,通过人为增大排序模块中储存的电压电容值,增大了这些子模块在触发控制下一次动作时保持投入状态的可能性。

以上部分即为电容电压优化平衡控制策略,通过双保持因子的引入,使得无论在充电还是放电时,子模块都有更大的概率保持原先的投切状态,以避免子模块的频繁投切,从而降低子模块的开关频率。具体流程图如图2所示。根据原理易知,在传统电容电压控制方法中HF1=HF2=1。

3 MMC子模块开关频率精确控制方法

子模块开关频率是换流器正常运行的一项重要指标,过高的开关频率会增加换流器的损耗,降低功率器件的使用寿命。准确地在线测量子模块开关频率是实现频率控制的基础,本文设计了一种基于PI控制器的测量子模块开关频率控制模块,如图3中频率测量模块(绿色虚线框)所示。首先,根据任一相桥臂输入的N维桥臂子模块触发信号Ti(K+1)和上一时刻触发信号Ti(K),统计触发脉冲0和1变化的次数;其次,除以桥臂子模块数目的两倍(变化两次为开关一次),计算得到此时刻的子模块开关频率;最后,通过滑窗(蓝色虚线)的不断移动统计出固定滑窗时间内的平均开关频率,本文中固定滑窗数目取20 000个。

在每一采样时刻计算得到新的子模块开关频率值fK+1以后,则滑窗会移动一位,同时计算并输出固定滑窗时间内的子模块开关频率fins,满足:

由2.2节结论可知,通过在排序模块中添加保持因子,可在一定程度上降低开关频率,而且易知随着保持因子的增加,开关频率会进一步降低,因此子模块开关频率与保持因子的大小存在一定的反比例关系。因此,可以提出一种基于PI控制器的子模块平均开关频率控制方法,利用保持因子的闭环反馈控制,可实现对系统频率的快速主动定量控制,有效降低系统运行损耗。

图3中为本文所提出的子模块开关频率控制方法的原理框图,基于PI控制器(红色虚线框)的频率控制环节与排序模块、频率测量模块组成了一个闭环控制系统。当实测子模块开关频率fins与频率参考值fref不同时,两者偏差值输入PI环节以后经过限幅环节输出保持因子HF1,进而通过调整排序均压模块使得fins快速趋近于目标值fref,实现系统频率的精确定量控制,保证系统的稳定运行。

4 仿真分析

为了验证本文提出的子模块开关频率精确控制方法的有效性,在PSCAD/EMTDC中搭建了101电平双端MMC-HVDC系统,系统详细参数如下:交流系统的交流电压UBus(L-L_RMS)=230kV,有功功率P=1 000 MW;变压器的额定容量STN=1 060 MVA,类型为YN/d型,变比为220kV/341.3kV,漏抗LT=0.15(标幺值);MMC的单桥臂子模块数n=100,桥臂电抗L0=85mH,子模块电容CDM=5mF,子模块电压USM=6.4kV;直流系统的直流电压Udc=±320kV。仿真步长为30μs。

1)稳态仿真

对PSCAD/EMTDC中所搭建的101电平双端MMC-HVDC系统进行稳态情况下的仿真,开关频率参考值设定为120Hz,仿真结果如图4所示。

由于本文研究的重点为子模块开关频率的定量控制策略,因此忽略了系统的启动过程。直流电压波形如图4(a)所示,其相较于额定值的波动幅度百分比小于5%,满足系统稳定运行的条件。如图4(b)各子模块电容电压仿真波形所示,子模块电容电压波动的幅值较小,满足纹波波动阈值的要求。图4(c)为换流器传输的有功功率和无功功率的仿真结果,可以看出系统能够保证稳定的功率传输。图4(d)为子模块开关频率fins的仿真结果,由图可知在PI控制器的作用下,子模块开关频率稳定在目标值120Hz,波动幅度很小,保证了功率器件的安全稳定运行。图4(e)为稳态情况下得到HF1的实际仿真结果,可以看出,在系统运行时,PI控制器可以很好地实现其动态调节的功能。

2)潮流翻转仿真

与稳态运行情况相同,在5s时令定有功功率侧的有功功率指令由1 000 MW跳变为-1 000 MW(即有功功率由定有功功率侧向定直流电压侧传输),仿真结果如图5所示。

如图5(a)所示,直流电压在5s时发生较大波动,在5.25s时又恢复至正常运行状态,同时直流电压波动幅度也满足系统正常运行的条件。如图5(b)所示,各子模块电容电压在5s前后均能保持稳定运行。图5(c)为系统传输的有功功率和无功功率仿真结果,由图可知,有功功率能够较好地跟随参考值变化,无功功率在潮流翻转时刻有较小的波动,其后能够保持为初始额定值。由图5(d)可知,子模块开关频率fins在潮流翻转前后波动很小,能很好地跟随参考值。

3)控制器动态响应

同时,为了测试本文所提出控制器的适用性,对子模块开关频率参考值进行阶跃变化,在8s时和11s时分别阶跃至100 Hz和80 Hz,仿真结果如图6所示。

如图6(a)至图6(c)所示,在频率阶跃变化过程中直流电压、子模块电容电压、有功功率和无功功率都可以保持稳定运行,说明该控制器可以在不影响系统稳定运行的前提下对子模块开关频率进行有效控制。子模块开关频率如图6(d)所示,在参考值阶跃变化时,可以很好地跟随参考值的变化,所以由仿真结果可知,PI控制器具有很强的适用性。

4)固定HF1与动态HF1的对比验证

本文的工作重心是提出一种子模块开关频率精确控制方法,即通过设计PI控制环节,对MMC子模块开关频率进行定量控制,同时保证其余指标在合理的范围内,降低了采用非脉宽调制(PWM)类均压控制算法时功率器件动作频率的随机性,便于降频和降损运行以及模块冷却系统设计。因此,为了控制子模块开关频率,作为均压环节的重要指标,HF1需要动态调节,比如文中固定频率fref为120Hz时,HF1为一动态调节的变量(如图4(e)所示)。同时,为了考虑固定HF1对开关频率的影响,下文将展示其相应仿真结果,并与动态调节HF1的仿真结果进行对比,重点对比子模块开关频率以及电压、电流谐波含量等。其中对于固定保持因子,经过反复实验,最终取得HF1=1.038 5时,其所对应的开关频率最接近120 Hz,所以取HF1=1.038 5,仿真波形图如图7所示。

由图7(a)和(b)可知,固定HF1与动态调节HF1相比,换流器电压、电流的总谐波畸变率(THD)更小一些,但都在可以接受的范围之内,这是由两种完全不同的控制目标引起的。由图7(c)可知,两种方法对于fins的控制并无明显差别,而动态调节HF1时,可以在MMC运行范围内对子模块开关频率达到快速精确控制。由图7(d)可知,固定HF1与动态调节HF1相比较,子模块电容电压波动略小,但均在可接受的范围内。

通过以上仿真结果可知,通过采用子模块开关频率主动定量的精确控制方法,无论是稳态期间还是暂态期间,子模块开关频率都能够保持稳定,说明所提出的开关频率的定量控制方法具备较好的适用性。

5 结语

本文提出了一种基于PI控制器的MMC子模块开关频率精确控制方法,可以精确定量控制子模块开关频率。分析了在排序模块中添加双保持因子的原理和效果,为PI控制器的设计提供了一定的依据。同时,本文设计了测量子模块开关频率的模块,最后搭建了基于PI控制器的子模块开关频率的闭环控制器,通过设定子模块开关频率为120Hz参考值的仿真可以发现,在稳态、潮流翻转等情况下,子模块的实际开关频率都可以控制在120 Hz,并且其余控制量都可以保证稳定运行;接下来对频率参考值进行了阶跃变化,频率仍然能够跟随参考值的变化,证明了PI控制器的适用性。以上仿真结果都表明了本文设计的控制策略的准确性和有效性。

子模块控制器 篇3

MMC(Modular Multilevel Converter,MMC)在最近几年得到快速的发展。MMC既适用于小容量输电,也适用于大容量输电,目前对于其研究,主要集中在调制策略、电容均压、环流抑制等方面[1,2,3]。

在现有的MMC子模块电容均压方法中,有如文献[1]所述的传统均压方法;有如文献[2]所述的加入双保持因子的方法;有如文献[3]所述的采用对调制波进行处理的优化平衡算法;有如文献[4]所述的采用质因子分解法的平衡算法。

2 研究现状

2.1 传统均压方法与双保持因子方法

根据对子模块结构的分析可知:当电流从正向流入、负相流出时,是给子模块电容充电,子模块电压上升;当电流从负相流入、正向流出时,是给子模块电容放电,子模块电压下降。为使子模块电容的电压维持在其额定值,需要各个子模块电压尽可能维持在其额定值,由此可知,当电流从负相流入、正向流出时,需要优先投入此桥臂中电压较高者,让其放电;当电流从正向流入、负相流出时,需要优先投入此桥臂中电压较低者,让其充电,从而让电容电压尽可能保持在其额定值附近。传统均压法就是依据上述方法进行均压,此方法有一个弊端,即由于电容的电压在不断的变化,则会造成子模块开关快速动作,开关频率大大提升,开关损耗很大。为此,有学者提出对电容的动作值加入上、下限,将平衡控制的重点放在越限的子模块电容,从而降低开关频率。其根对上一时刻投入的子模块电压进行分别乘一个保持因子(其值在1附近)再进行排序。加入双保持因子的传统方法原理简单,能减少开关频率,降低开关损耗,有一定的实用价值,但是,此方法是牺牲准确度作为代价从而实现降低开关频率,有一定的不足之处。

2.2 调制波优化法的电容均压方法

调制波优化法的基本原理:采用CPS-SPWM调制方法时,若把调制波适当上移时,载波周期内,其导通时间会相对增长;把调制波适当下移时,载波周期内,其导通时间会相对缩短,从而通过对调制波的处理,达到适当优化子模块的充放电时间,以此达到电容均压目的[3]。此方法通过定义环流抑制系数和电容均压系数,其中,环流抑制技术是对MMC三相桥臂的总子模块导通时间进行调节,从而使三相桥臂的各自总能量相等,从而达到抑制环流的作用;电容均压系数,是通过对单个子模块的导通时间进行二次调节,从而实现单个子模块的电压平衡。其方法为:环流抑制系数和电容均压系数分别与此时刻与各桥臂额定能量的偏差值、此刻子模块与其额定值的偏差相乘,再与各相桥臂的原始调制波相叠加,从而得到新的调制波。通过上述的描述,我们可知,此方法能够较好的实现各个桥臂的总电压平衡,从而抑制环流,但是在实现单个电压的均衡方面,效果不佳,有一定的实用价值。但是,此方法仅适用于CPS-PWM调制策略,不能适用于MMC的最广泛实用最近电平逼近调制方法,具有一定的局限性。

2.3 采用质因子分解法的均压方法

采用质因子分解法的主要思想:通过分组排序的方式,降低排序规模,减少排序时需要的运算量,从而达到电压平衡的算法优化。

当上层控制阀级传来某桥臂需投入子模块个数时,若此桥臂有n个子模块,若按传统排序方法,则运算量T为式(1)。

若分为m组,则运算量T与减少量△T为:

若再对每组进行同样的分组,从而形成分成,运算量又会进一步减少,由于不同的分层分组方法,最后的运算量都不一样,结合数学运算推导,可知,采用质因子分解法可得到最优的分层分组方法,即最小的运算量。

此方法通过分层、分组得到最小运算量的均压方法,运用范围广,有明显的优势。但是没有对怎样分层分组进行明确地阐述,同时对每组进行排序时,仍然是按照传统的排序方式。

3 拟解决问题

通过对现有的具有代表性的三种均压方式进行横向对比,我们可以知道,第三种方法有一定的优越性,可对其深一步的探索,如分组之间的排序仍用的传统方法,能不能对其优化;其次,子模块怎样分层、分组的规则没有细化的标准,可以对其进一步探索。

参考文献

[1]徐政,屠卿瑞,管敏渊.柔性直流输电系统[M].北京:机械工业出版社,2013:24-26.

[2]屠卿瑞,徐政,郑翔,等.一种优化的模块化多电平换流器电压均衡控制算法[J].电工技术学报,2011,26(5).

[3]彭茂兰,赵成勇,刘兴华,等.采用质因子分解法的模块化多电平换流器电容电压平衡优化算法[J].中国电机工程学报,2014,34(33):5846-5853.

子模块控制器 篇4

关键词：模块化多电平换流器,子模块,电压均衡,保持因子,能量均衡因子,分组排序

0引言

基于模块化多电平换流器的高压直流(MMC- HVDC)输电是电压源换流器型高压直流(VSC- HVDC)输电技术向高电压大功率方向发展的最新成果[1-12]。与传统的两电平或三电平VSC-HVDC相比而言,MMC-HVDC技术有诸多优点:模块化设计、直流母线无需电容器、电力电子设备故障时的冗余运行能力、无需滤波器等[3-12]。MMC-HVDC技术由于特有的优点越来越受到重视,相关技术的研究也逐渐成为热点。2010年,第一个商业化的MMC-HVDC工程 “Trans Bay Cable Project (TBC)”在美国投运,最高运行的直流电压为 ±200kV、输送容量最大为400MW,每个换流器桥臂中有216个子模块(SM)[2]。

MMC直流输电工程中每个换流器桥臂都有众多的SM,SM电容电压的均衡就成为了MMC工程应用上不可回避的问题。实际工程中,SM数量非常大,传统均压方法通常采用SM电容电压排序选通的方法,但单纯电容电压的排序会造成较高的开关损耗,且当桥臂SM数量过多,对数量达到几百甚至上千个分散布置的SM电压进行排序无疑是个巨大的工程难点,SM间的能量平衡也变得十分困难。

针对MMC的电压均衡问题,文献[13]所述的传统均压法指出,SM的电容电压平衡策略以各桥臂为单位,平衡内部各SM的电容电压,根据各桥臂中每个SM电容电压大小的排序以及桥臂电流的方向来判断各个SM的投切状态。但仅根据电容电压排序,会造成开关元件频繁投切,使开关频率明显提高。

文献[14]通过引入模块间最大电压偏差量对传统的排序均压法进行了改进,有效避免了因排序算法导致的同一绝缘栅双极型晶体管(IGBT)不必要的反复投切现象,减小了损耗。文献[15]中的电压均衡方法实际上是在电容电压额定值附近设定一组电压上、下限,将平衡控制的重点放在电容电压越限的SM上,从而根据越限情况先进行处理后再排序。 文献[14]和[15]实质上都是对传统的排序均压法进行优化,均是从减小频率损耗的角度考虑的。

尽管MMC的SM的均压方法有多种,但鲜有文献从提高排序速度角度考虑,本文所提出的SM的优化均压方法既考虑了SM的开关频率,又考虑了电容电压排序速度,同时引入双保持因子和能量平衡因子,能够在保持各SM电容电压大体一致的情况下,有效降低开关频率,提高排序速度,在兼顾到各方面条件下实现MMC电压的均衡。

1 MMC的拓扑结构和工作原理

西门子公司于2003年提出了新型的多电平拓扑———MMC,拓扑结构如图1所示。其由6个桥臂构成,每个桥臂上都由一系列相同的SM和一个电抗器组成,并且MMC上的每个桥臂完全对称。其中,Udc为MMC的直流电压,桥臂电抗L具有抑制相间的环流,降低桥臂电流的谐波畸变率,在严重故障下能够抑制故障电流的上升,保护MMC设备的功能。

目前来说,几乎所有的MMC-HVDC工程都是采用半桥SM拓扑结构。半桥SM结构如图2所示,它包括2个IGBT(T1和T2)、2个反向二极管(D1和D2)以及一个直流电容器C0。在正常运行时,T1和T2分别导通,当T1开通时,USM等于电容器额定电压UC,而当T2开通时,USM等于0。

图2中:投入状态时,SM中T1导通,T2关断, SM端口电压等于SM中电容电压,电容充电或是放电取决于电流的方向;切除状态时,SM中T1关断,T2导通,SM中电容被旁路,此时端口电压等于0;闭锁状态时,SM中T1和T2均关断,一般用于故障与启动。

SM电容作为MMC的储能元件,由于电容储能的波动,电容电压必然会存在一定的波动。MMC的桥臂瞬时功率中包含基频和二倍频分量,且基频分量为主,而由于上、下桥臂的基频分量互为相反数,因此同一相单元内上、下桥臂的瞬时功率波动会出现非同步性。因此,使得能量在MMC中均匀分配,实现各个SM电容电压的平衡控制,是MMC工程应用的重点研究课题之一。

2传统均压法

目前工程中较为普遍应用的传统均压法是通过对电容电压进行排序,并根据桥臂电流的方向进行导通的选择。由文献[13]可知,该方法的主要原理是:当SM需要开通时,即运行于全电压状态时,SM电容的运行状态(充电或放电)决定于桥臂电流的方向。当桥臂电流流出SM时,SM放电,SM电压降低;当桥臂电流流入SM时,SM充电,SM电压升高。根据SM的运行状态选通合适的SM,就可对电容电压进行调整,最终实现电压的均衡。

根据所述的原理,传统均压法非常简单。当电流流出SM时,也就是当SM放电时,选择开通电容电压较高的SM放电,使得被选中的相应SM电容电压降低;当电流流向SM时,也就是当SM充电时,选择开通电容电压较低的SM充电,使得被选中的相应SM电容电压升高。

3优化均衡方法

3.1双保持因子排序法

在传统均压法中,为了实现各SM电容电压的一致性,必须在极短的时间内监测并控制各个SM的轮换导通,这样势必造成SM中的开关频繁开通和关断,从而增大了MMC的开关频率。由此可见, 在传统均压法中SM电容电压的平衡与MMC的开关频率是一对矛盾,必须对此方法进行优化,以同时满足较好的电压平衡效果和较低的开关频率,使两者都能较好地达到要求,并协调统一。

传统均压法之所以使开关的频率很高,是因为SM的投切仅仅是根据电容电压进行排序,而并没有考虑SM初始的投切状态。基于上面的分析,下面对传统电压法进行优化,引入双保持因子HF1和HF2,为了保持电容电压的对称,关系式如下:

本文所提出的电压均衡方法也以MMC的单个桥臂为研究对象,基本思路就是为了使投入的SM下一次仍然能尽可能地投入,从而来降低开关频率, 具体实现过程如下。

当桥臂电流流向SM时,将处于投入充电状态的SM的电容电压乘以一个小于1的保持因子HF1;当桥臂电流流出SM时,将处于投入放电状态的SM的电容电压乘以一个大于1的保持因子HF2。这样再按传统均压法进行排序来进行SM投切的选择,可以使投入的SM在下一次的触发控制中尽可能保持原来的状态,从而有效降低频率。此法在本文中称为双保持因子排序法。

3.2分组排序均压法

3.2.1方法详述

在实际工程中,MMC的均压策略通常采用传统均压法进行电容电压排序来选通SM,但MMC的每个桥臂都有很多SM,对大量的SM进行排序无疑提高了计算复杂度,影响了排序运算的速度,这使SM电容电压排序速度变得缓慢,SM能量平衡也变得十分困难。针对上面的技术问题,下面对传统均压法进行优化,提出了一种MMC的SM分组排序均压的方法,主要思想是将每个桥臂上的SM进行分组,将单个桥臂中的SM排序过程转化为若干组的排序过程,即将大的排序序列转化为若干小的排序序列,其具体过程如下。

步骤1:根据桥臂SM数量,对SM进行平均分组,并采集各组SM电压值。

SM的平均分组根据式(2)进行,桥臂的分组情况如图3所示。

式中:N为单个桥臂上SM的个数(包括处于热备用的SM的个数);d为所分的每组中SM的个数;m为桥臂SM分组的组数;round表示向上取整函数,目的就是进行平均分组,在分组过程中处于热备用的SM也在分组之列。

步骤2:计算各组总电压、桥臂电压总和及能量均衡因子,该步骤中所要求的各个量值的计算公式如式(3)—式(6)所示。

式中:k=1,2,…,m;Ugroupk为第k个分组的总电压值;USMkj为第k个分组的第j个SM的电容电压测量值;Jk为第k个分组的SM个数;Usum为桥臂电压总和;Bxk和Byk均为各分组的能量均衡因子,简化记为Bk。

根据步骤1的分组情况对各个分组标号,并根据式(3)计算每个分组的总电压值。利用式(4)对各个分组总电压值求和得到桥臂电压总和Usum。能量均衡因子值如何与各分组对应,与桥臂电流的方向有很大的关系。当桥臂电流流出SM时,即SM处于放电状态,根据式(5)求得对应分组的能量均衡因子Bxk;当桥臂电流流入SM时,即SM处于充电电状态,根据式(5)和式(6)求得对应分组的能量均衡因子Byk。

步骤3:结合调制策略得到桥臂上需投切的SM个数,利用各分组对应的能量均衡因子,计算得到各组需投切的SM个数。

无论系统采用何种控制策略(目前工程较常用的是载波移相法和最近电平逼近法),都是要得到各桥臂所需要投切的SM个数Nnum。再利用步骤2中求得的能量均衡因子Bk,根据式(7)可以求得各个分组所需要选通的SM个数。

式中:Ngroupk为第k个分组需要选通的SM个数; roundx函数为四舍五入取整函数。

步骤4:将每组SM按电压值进行排序,根据各组需投切的SM个数,对各组SM进行投切。

按照前面提到的传统电压排序方法进行排序。 当电流流出SM时,也就是当SM放电时,选择开通各分组中电容电压较高的SM放电;当电流流向SM时,也就是当SM充电时,选择开通分组中电容电压较低的SM充电。

3.2.2运算量和排序速度分析

通常情况下,要衡量某种算法的运算量,需要用到时间复杂度的概念。由文献[16]可知,算法的时间复杂度依赖于问题的规模,通常是某个规模为n的问题的函数f(n),本质上就是算法中基本操作执行次数的累加。因此可以用这个函数来衡量传统排序和分组排序的运算量。根据以上分析可得:

式中:Tx为单个桥臂传统均压法的时间复杂度;Ty为单个桥臂分组排序均压法的时间复杂度。

为了说明问题,传统排序和分组排序均采用冒泡排序的思想(冒泡排序在编程中较为常用),即传统均压法中单个桥臂的SM排序采用冒泡排序进行,分组排序均压法中的各个分组中的排序也采用冒泡排序进行。由文献[16]可知,对于冒泡排序,即使不需要交换位置,即输入的元素序列已经排好,算法仍需要执行n(n-1)/2次元素比较,并且比较如果需要交换,每次交换需要进行3次移动。但为了简化分析,本文仅从元素的比较次数上考虑,因此可以得到MMC分别采用传统排序和分组排序的单个桥臂排序的时间复杂度:

显然,由式(10)和式(11)可知,Ty1要小于Tx1, 也就是说分组排序的时间复杂度要小于传统排序的,即分组排序的运算量要小于传统排序的运算量, 并且随着分组数m的增多,分组排序的时间复杂度还会进一步减小,m越大,分组排序的时间复杂度就越小。

通常情况下,要衡量两种排序的运算速度,不仅要从时间复杂度(运算量)考虑,还要从算法中所需要的存储空间上来考虑。但在实际的工程中,所使用的软硬件可以足够满足存储空间上的需要,因此, 算法的速度主要用时间复杂度来衡量。

事实上,分组排序的时间复杂度是将各个分组的排序时间复杂度进行了求和,其实这些分组的排序都是同时进行的,排序的速度应该更快,排序时间应该更少。在本文中,定义像这样同时进行分组运算的问题为并行问题。用并行时间复杂度T0来衡量其速度,定义如下:

式中:n为并行运算问题的规模;M为并行运算分组组数。

根据式(12)可以得到MMC分别采用传统排序和分组排序的单个桥臂排序的并行时间复杂度如下:

相对于Ty1,Ty0要远小于Tx0,并且m越大,Ty0就会越小,由此可知,分组排序的分组较多时,运算速度比传统排序快很多。

3.3优化均压法

通过上面的分析可知,双保持因子排序均压法可以有效降低开关频率,减小损耗,而分组排序均压法可以减小排序运算量,提高排序速度,因此将两者结合起来就能够达到减小损耗和提高排序速度的双重优势。图4为优化均压法的原理图。

优化均压法实际上就是在分组排序均压法的步骤4中加入双保持因子。当电流流向SM时,也就是当SM充电时,将分组中处于投入充电状态的SM的电容电压乘以一个小于1的保持因子HF1; 当电流流出SM时,也就是当SM放电时,将分组中处于投入放电状态的SM的电容电压乘以一个大于1的保持因子HF2。这样再正常排序来进行SM投切的选择,可以使投入的SM在下一次的触发控制中尽可能保持原来的状态,从而有效降低频率。

4仿真计算

为了验证所提出的优化均压法的正确性和有效性,本文利用PSCAD/EMTDC软件搭建了11电平的MMC-HVDC输电系统,该系统是依据华北电力大学新能源电力系统国家重点实验室的柔性直流输电实验平台为基础进行搭建的,为了说明问题,同时也为了仿真的简化,采用优化均压法进行均压时,每个桥臂分组数m=2,对系统进行分组排序,系统参数设置如下:交流系统1和交流系统2的母线线电压为10kV,系统频率为50 Hz,换流变压器T1和T2的容量均为0.222 2 MVA,采用YNd接法,变比均为10kV/5.6kV,漏抗LT=44.9mH;整流侧MMC1端换流站采用定直流电压和定交流电压控制,额定直流电压为±5kV,逆变侧MMC2换流站采用定有功功率和定交流电压控制,额定传输容量为0.2 MW,桥臂电抗L0=44.9mH,电容C0= 5 000μF,SM电容额定电压UC=1kV,单个桥臂上的SM数量N=10。

以整流侧a相上桥臂为研究对象,图5为采用传统均压法所得到的各SM电容电压波动的仿真波形,图6为采用优化均压法所得到的各SM电容电压波动的仿真波形,其中图6(a)的保持因子HF1= HF2=1,图6(b)的保持因子HF1=0.99,HF2= 1.01,图6(c)的保持因子HF1=0.98,HF2=1.02。

MMC的单个桥臂共有N个SM,在系统稳态运行下,本文对a相上桥臂所有的SM的上侧IGBT在不同均压方法下的开关次数进行了统计。根据文献[17]可知,单个器件的平均开关频率fsw_dev可表示为:

式中:NK为单位时间内统计得到的单个桥臂上的所有SM的上侧IGBT的开关次数(仿真中T1脉冲由0变1记为1次)。

由此可得到不同均压方法下器件的平均开关频率,如表1所示。

图5和图6(a)两图中的电容电压波动幅值基本一致,都在±1%左右,这表明,本文所提出的优化均压法可以通过分组排序,引入能量均衡因子,能够实现传统均压法所达到的均压效果。

由图5、图6(b)和图6(c)的对比以及表1可知, 本文中所提出的优化均压法通过引入双保持因子, 可以在电容电压波动幅值改变不大(都在 ±3% 以内)的情况下显著减小SM的开关频率,达到有效降低开关损耗的效果。

图6中(a)、(b)、(c)的对比以及表1表明,本文所采用的优化均压法通过引入双保持因子,可以达到减小开关频率、降低开关损耗的效果。同时可知, 保持因子的数值不同,其开关频率的减小量也不同, 保持因子值偏离1越大,降损的效果就越明显,但电容电压的波动也就越大。因此,在实际工程中,需要进行相应的计算和仿真来确定保持因子的值,以便在电容电压波动在可接受范围内的前提下最大限度地降低MMC的开关损耗。

由于优化均压法中的分组排序方法可以降低排序的运算量和提高排序速度,因此根据式(10)— 式(14)可以计算得到不同均压方法下MMC单个桥臂的排序对比,如表2所示。

表2表明,传统均压法的时间复杂度和并行时间复杂度都为45,而采用分组数m=2的优化均压法的时间复杂度和并行时间复杂度分别为15和7.5。这说明本文所提出的优化均压法的排序运算量和排序速度都要优于传统均压法。

需要补充的是,为了简化仿真和计算,本文只是搭建了11电平(单个桥臂上的SM个数为10)的MMC-HVDC输电系统进行了仿真,并且分组排序中仅分了2组,时间复杂度的计算中没有考虑元素移动的次数。实际工程中的单个桥臂的SM个数要远大于10,有的甚至达到了400多个,分组排序时分组数m也远大于2,可以分为10组,甚至更多组, 且元素移动次数也应该计算在内。这样,本文中所提到的优化均压法的排序运算量和排序速度的优势较之于传统均压法的就会更明显。

5结语

子模块控制器 篇5

近年来 ,模块化多 电平换流 器MMC (Modular Multilevel Converter) 发展迅速 , 并已成功应用在高压直流输电系统HVDC(High Voltage Direct Current system)领域[1,2,3,4,5]。 基于模块化多电平换流器的高压直流输电(MMC-HVDC)是电压源换流器型高压直流输电VSC-HVDC(Voltage Source Converter-HVDC)技术向高电压大功率方向发展的最新成果[1,2]。 与传统基于电压源换流器的两电平、三电平VSC-HVDC相比,MMC采用了模块化结构,通过改变子模块数目可以实现电压及功率等级的灵活变化,并且具有开关频率低、损耗小、谐波含量和电磁干扰小、结构简单、易于扩展等诸多优点[1,2,3,4,5,6,7,8,9,10],非常适合高电压、大功率的供电场合,在大规模风电并网、电网互连、黑启动、城市中心供电等领域具有广阔的应用前景。

直流故障是MMC-HVDC工程运行中必须考虑的故障类型,其对系统控制器及工程参数设计有重要影响。 目前高压大容量直流断路器制造工艺尚不成熟,其工程应用还无法在短时间内实现[11,12,13,14,15],因此直流侧故障只能够通过跳开交流断路器来切断故障电流,但该方法却带来了系统响应速度较慢、重新启动配合动作时序复杂、恢复时间长等一系列问题,这给系统的可靠性带来了严重影响。 开发及研究具有直流故障穿越能力的MMC结构或类似结构已经成为了业界的关注热点。 半桥子模块HBSM(Half-Bridge Sub-Module )、 全桥子模 块FBSM (Full-Bridge SubModule)和双箝位型子模块CDSM(Clamp-Double SubModule) 是MMC主要的子模块可选结构[16,17], 分别采用这3种子模块结构的MMC本文称为HBMMC、 FBMMC和CDMMC。 HBSM的损耗小 、成本低,但是HBMMC不具备直 流故障穿 越能力 。 FBMMC和CDMMC具有直流故障穿越能力,由于FBMMC需要双倍数量的半导体器件,初期投资和运行损耗较大, 限制了它的商业应用。 CDMMC既可通过自身闭锁来切断直流故障电流,初期投资和运行损耗比FBMMC也小,但CDMMC的子模块在闭锁时会因为桥臂电流方向的不同导致子模块中的2个电容呈现出不同联接形式,根据电流方向对外显示不同的电压,导致换流器闭锁时间延长,影响切断故障电流的速度,其直流故障穿越能力弱于FBMMC。

本文在目前MMC拓扑结构研究及改进方案的基础上提出了一种单箝位型子模块SCSM(SingleClamp Sub-Module) 拓扑结构 , 基于SCSM的MMC称为SCMMC(Single-Clamp MMC)。 在不改变当下MMC的控制策略 、调制策略和均压策略的情况下 , SCMMC可以通过闭锁换流器自身来切断短路故障电流,能够很好地应对瞬时性直流故障,具有很强的直流故障穿越能力,有利于提高系统的可靠性。 同时, 为了降低工程造价和提高经济效益,提出采用SCSM和CDSM级联的混合MMC及采用SCSM和HBSM级联的混合MMC拓扑改进方案,可以根据工程造价及控制技术进行灵活配置,提高了SCSM的工程实用能力,最后对所提结构进行了仿真验证并对不同的MMC拓扑结构进行了对比分析。

1SCMMC及子模块的结构

SCMMC的结构仍然采用MMC的通用拓扑结构,如图1(a)所示,共有3个相单元,每个单元分为上、下2个桥臂,每个桥臂由按工程需求确定的N个子模块串联组成。 Udc为SCMMC的直流电压,i为桥臂电流,L为桥臂电抗。

由于HBSM在故障时无法通过闭锁来切断故障电流,本文提出SCSM的拓扑结构,其在HBSM的基础上增加1个IGBT(VT 3) 和2个二极管 (VD 3、VD 4)。 SCSM结构如图1(b)所示,它包括3个IGBT(VT1、VT2、 VT3)、3个反向二极管(VD1、VD 2、VD 3)、1个反向独立二极管VD4及1个电容器C。 在稳态运行时,VT 3一直导通,可通过控制其他2个IGBT的开通和关断来输出0、1这2种电平状态。 稳态运行时SCSM的电流通路见图2。 SCMMC稳态运行时子模块的运行状态见表1,稳态运行时子模块有2种模式,换流器闭锁时的子模块工作状态为模式3。

注:VTi(i = 1,2,3)列数值为 1 表示相应 IGBT 触发导通, 为 0 表示相应 IGBT 关断。

SCMMC稳态运行时 ,VT 3一致处于导通的工作状态,但VT 3并非一直过电流,而是VT 3和VD3交替通过方向不同的电流,等效为短路,而VD4由于电容两端电压作用而处于反向偏置状态,等效为开路,所以当下较为成熟的MMC工程化的控制策略、调制策略和均压策略均可直接移植到采用SCSM的MMC上,仅需在子模块控制器里增加功率器件VT3的控制即可完成有效的系统控制。

在直流侧发生故障时,SCSM中的3个IGBT均被闭锁,见图3,虚线箭头为桥臂电流的方向。 无论桥臂电流方向如何,SCSM在闭锁时电流都对子模块电容进行充电,模块输出电压均为UC,根据该特点可对直流故障电流进行抑制。 SCSM的本质是在HBSM、 FBSM和CDSM基础上进行拓扑改造,在尽可能降低IGBT器件用量的基础上实现FBSM的闭锁能力。

2SCMMC的直流故障穿越机理分析

在系统正常运行情况下,SCMMC与HBMMC结构是一样的,直流电压、模块电压与阀侧交流电压关系见式(1),其中UC为单个子模块电容电压,Um、UL分别为交流相电压和线电压幅值,m为调制比,一般取0.85左右,N为单个桥臂上SCSM子模块个数。

在直流侧故障中,双极短路故障时最为严重的一种故障,对设备参数设计、保护配置和控制策略都有重要影响,故本文主要针对这种严重直流故障进行讨论。 为了更好地分析SCMMC的直流故障穿越的机理,SCMMC-HVDC系统发生双极短路故障也可以按文献[15,18]的方法按闭锁前后分为故障检测和故障穿越2个阶段来分析。

在故障检测阶段,SCMMC发生双极短路的过程跟HBMMC的过程是一样的,电容会进行放电,桥臂的过电流包含子模块电容的放电电流和交流系统馈入的短路电流,且过电流主要是子模块电容放电造成的。 闭锁前的故障检测阶段由于系统控制保护反应通常会产生2~5 ms的闭锁延时,由于故障瞬间直流电压Udc和电感电流Idc均不会突变,因此SCMMCHVDC闭锁前的放电过程是一个已知电路初始条件的振荡放电过程,其电路结构如图4所示,其中R为桥臂杂散电阻,Ldc为SCMMC-HVDC直流线路上的等效电抗,Rf为直流线路到故障点间的线路电阻。

在故障穿越阶段,为从理论上基本分析出SCMMC的直流故障穿越能力,进行简化分析,仅考虑直流侧故障闭锁后SCMMC投入充电的子模块电容数目。 在直流故障发生后,虽由于SCSM电容的暂时放电会造成模块电容电压的降低,但由于桥臂电抗的限流作用和系统的快速闭锁措施,电容电压降低的程度不会很大。 根据图5,当直流侧发生两极短路故障时, 电容充电电流将在不同相的上、下桥臂间循环流动, 此时对于SCMMC有2N个SCSM电容投入充电,而两相桥臂间电压为交流线电压,由式(1)得:

值得一提的是,当直流侧发生单极接地故障时, 根据图5,桥臂中有N个SCSM共计N个电容投入充电,桥臂两端电压为交流相电压,同理由式(1)有:

通过上面的基本分析可知,当发生直流故障,伴随着投入子模块电容的充电效应,SCMMC都能够保证投入模块电容电压之和迅速大于交流电压的幅值,达到抑制故障电流的效果,实现直流故障穿越。

3拓扑改进方案

SCMMC通过进行快速闭锁可以迅速切断直流故障电流,实现直流故障穿越。 但是SCMMC仍然存在明显的不足:虽然与FBSM相比,SCSM所需的半导体器件IGBT减少了1 / 4,但是相比于CDSM和HBSM,其所需的半导体器件仍然很多 ,初期投资和稳态运行损耗过大。 通过分析可知,由于在稳态运行时SCSM中的VT3/ VD3器件一直导通,其损耗会大于其他2组半导体器件,因此降低该器件的数量能够有效降低工程投资成本和损耗。 为此,本文结合其他子模块结构,提出了以下2种改进结构。

3.1改进结构

由文献[15-17]知,CDSM因为桥臂电流方向不同对外显示出不同的电容电压,闭锁后若直流网络能量过大会造成直流故障电流清除时间延长,甚至会引起子模块电容电压增幅较大,危害器件。 为弥补CDMMC和SCMMC的不足,并充分发挥两者的优点, 本文提出采用SCSM和CDSM的混合MMC的拓扑改进方案,称之为SC-HMMC(Hybrid MMC adopting SCSMs and CDSMs),具体结构见图6,桥臂由NS个SCSM和NC个CDSM混合级联构成。 SC-HMMC在发生直流故障时的放电过程与HBMMC是一样的, 但是由于桥臂上采用2种子模块结构均具有直流故障穿越能力,因此桥臂子模块的种类数量在满足式 (4)的条件下,可以根据工程实际情况及控制保护的要求进行灵活配置,为了便于分析,针对SC-HMMC结构,本文后面的对比分析中2种子模块结构的电容数量各占一半,即NS= 0.5 N、NC= 0.25 N。

3.2改进结构

HBSM结构不具有穿越直流故障的能力,但是其投资成本比较小,而SCMMC能够穿越直流故障,但投资成本和损耗相对较大,为了扬长避短,充分发挥2种结构的优势 , 本文提出采用SCSM和HBSM的混合MMC的拓扑改进方案,称为SH-HMMC(Hybrid MMC adopting SCSMs and HBSMs),具体如图7所示,桥臂由NS个SCSM和NH个HBSM混合级联构成。

SH-HMMC发生直流故障后,在闭锁前的故障检测阶段,子模块电容会进行放电,放电过程与HBMMC相同。 在系统闭锁后,SH-HMMC闭锁电流充电通路如图8所示,单个桥臂上的子模块的选取需要考虑以下3点原则(暂不考虑冗余):

a. 单个桥臂上子模块SCSM和HBSM的个数之和需要满足工程需要的个数N;

b. SCSM和HBSM个数的选择需要满足相间回路间电容提供的反向电压大于线电压幅值;

c. SCSM和HBSM个数的选择需要满足单个桥臂的电容提供的反向电压大于交流相电压幅值。

故SH-HMMC单个桥臂上子模块的选取需满足:

通过分析 式 (1)和式 (5),并结合图7可得到SH-HMMC能够穿越直流故障的单个桥臂SCSM个数NS的取值范围,如式(6)所示。

其中,〈x〉表示大于参数x的最小整数。

由于MMC的调制比m的极限值为1,因此考虑到MMC运行中的各种工况,桥臂上SCSM个数NS的取值范围可以修正为:

通过式(7)分析可知,在充分考虑系统承受力的基础上尽可能节省投资成本和降低运行损耗,SHHMMC的单个桥臂SCSM个数NS= 0.5 N较为合理 (后文的仿真和对比以此比例为例)。

由于SH-HMMC桥臂上SCSM个数可以在满足式(7)的条件下进行灵活配置,增加SH-HMMC桥臂上SCSM个数,即增加闭锁后桥臂上充电的电容数量,可以提高故障电流清除速度和降低子模块电容电压的增幅,但这样就会增大工程投资成本和运行损耗。 为此可以参考文献[15]中研究思路,在SHHMMC中的SCSM结构加入阻尼电阻,如图9所示, 这样会在不增加SCSM个数的前提下增大系统阻尼,可以降低子模块电容电压上升幅度和加快系统的直流故障电流抑制速度,很好地实现完全闭锁。 但是此种阻尼结构在故障闭锁瞬间会增大SCSM中VT3/ VD3器件承受的反向电压,这对于在柔性直流工程中使用的单个IGBT器件而言是无法承受的,现有的单个器件均无法满足此要求,必须采用其他的技术方式(如对器件进行压接等)来实现,但会极大提高子模块技术成本,因此采用加入阻尼的SCSM的SH-HMMC的方案在工程实施前需要进行详细的工程论证和仿真验证。 为保持器件耐压的一致性,本文在目前材料技术及加工工艺条件下不推荐采用带阻尼的子模块结构,仅是作为一个思路予以交代。

实际中,当SH-HMMC直流侧故障闭锁后,投入模块电容电压由于桥臂电流的充电效应会有不同程度的上升,而其中影响电容电压上升幅度的重要因素是闭锁瞬间桥臂电流的大小,桥臂电流越大,则闭锁后子模块电压上升幅度也就越大。 而故障闭锁前桥臂电流的大小除了受桥臂电抗的影响外,还会受到系统闭锁延时的影响,在桥臂电抗一定的情况下, 系统闭锁延时越长,则造成的桥臂电流也越大。 需要说明的是,SH-HMMC是在闭锁时以桥臂上的SCSM的电容电压建立的反向电压,因此SCSM充电有过充的风险,因此可以考虑以下2种措施:在换流器出口配置平波电抗器来限制短路电流;优化故障检测手段,缩短闭锁延时时间,尽快向换流器发出闭锁信号,减少电容的放电时间。

4仿真验证及对比分析

4.1仿真验证

为验证所提SCSM拓扑结构及系统的有效性, 本文参考中国舟山多端柔性直流输电工程的参数, 在PSCAD / EMTDC环境下建立了如图10所示的21电平的两端MMC-HVDC的系统,调制策略采用最近电平逼近调制策略,子模块均压策略采用工程中常用的排序均压法。 系统参数设置如下:额定直流电压为 ± 200 k V,额定传输容量为400 MW,换流变压器T1和T2的容量均为450 MV·A,采用Y0/ △接法,变比均为230 k V / 209 k V,漏抗电感值LT= 0.054 H,桥臂电抗电感值L=0.061 H,电容C=0.5 m F,子模块电容额定电压UC= 20 k V(虽能承受如此高电压等级的IGBT目前仍无法制造,但本文以穿越直流故障的拓扑结构为研究目的,较低电平数可提高电磁暂态仿真速度), 直流线路为10 km的架空线。 仿真以SH-HMMC为例进行,单个桥臂的子模块SCSM个数NS= 10,HBSM的个数NH= 10。 为模拟直流故障,设定t = 2 s时SHHMMC系统在图9的直流线路中间5 km处发生双极短路故障,经过2 ms故障检测延时,换流器闭锁。

图11是改进拓扑SH-HMMC的故障仿真分析。 在图11(a)中,闭锁换流器后,由于桥臂子模块电容充电提供了反向偏置电压,桥臂电流迅速衰减,从而实现了对桥臂器件的保护。 在图11(b)中,交流电流同时也衰减为零,从而可以避免依靠交流断路器来切断故障电流。 在图11(c)中,由于SCMMC拓扑切断了交流侧向直流侧馈入故障电流路径,直流电流很快衰减为零(清除时间12 ms以内),实现了直流故障穿越。 图11(d)是a相上桥臂20个子模块电容电压波形,从图中可以看出,在闭锁后,SCSM中的电容电压在充电效应下有所升高,而HBSM由于其拓扑特点,其电容基本被旁路,充电能量较少,在闭锁后电容电压基本保持不变。

4.2不同结构对比

为了更好地比较不同MMC拓扑结构的特点,以4.1节的21电平仿真系统为例,对采用不同子模块的MMC的特点进行分析 ,其对比结果如表2所示 ,其中,SC-HMMC单个桥臂中SCSM为10个,CDSM为5个 ;SH-HMMC单个桥臂中SCSM为10个 ,HBSM为10个;损耗评估依据文献[19-21]方法进行评估, 并以HBMMC的损耗为基准。 为了对比不同结构的直流故障的穿越能力,采用了不同MMC结构进行仿真(2 s系统发生双极直流故障,检测延时5 ms后系统闭锁),其直流故障电流如图12所示。

通过表2和图12可知,在以上6种MMC结构中,HBMMC所用的半导体器件最少,稳态运行损耗也最小,因此目前的MMC工程均是采用HBMMC结构。 但HBMMC无法通过闭锁换流器来切断直流故障电流,限制了其在长距离直流输电和多端系统中的应用。 与之相比,FBMMC能够通过闭锁换流器自身瞬间切断故障电流,但是FBMMC需要双倍数量的半导体器件,初期投资过大,并且稳态运行损耗要比HBMMC大很多 , 经济性较差 。 SCMMC与FBMMC具有相同的直流故障穿越能力和运行损耗,其在闭锁后,2种结构的直流故障电流清除时间相同,但SCMMC中的IGBT的器件量相对于FBMMC要少用1 / 4,工程投资成本减小。 SC-HMMC相对于FBMMC和SCMMC的器件用量和运行损耗进一步减小,直流故障电流清除时间优于CDMMC,其本质是从拓扑结构角度改善了CDMMC的直流故障穿越能力, 是一种介 于中间状 态的拓扑 结构 。 SH-HMMC和CDMMC的IGBT器件用量和运行损耗相同 ,仅SHHMMC的二极管用量有所减少 ,SH-HMMC的清除时间略小,这是由SCSM闭锁后充电造成的电容电压上升较快所致。

对于图2分析,采用文献[12]提出的直流故障穿越指标DFRTI来衡量可以得到式(8):

此外,SC-HMMC和SH-HMMC可根据工程造价及控制保护技术水平灵活配置SCSM数量,提高了系统的实用工程能力。 SCSM可和其他子模块结构进行混合配置,可根据系统的控制保护性能,配置不同的子模块结构和数量,改善MMC结构的性能,并可实现控制性能和经济效益的有效平衡。

5结论