PWM转换（精选3篇）
PWM转换 篇1
0 引言
随着智能仪表技术的发展,电流输出信号以其较高的抗干扰能力被广泛用于工业仪表信号的输出。在自动化仪表的研制开发过程中,目前基于PWM波的4-20m A信号转换电路精度达不到开发要求,而采用外接模块,虽然精度较高,但是价格昂贵,增加了产品的成本,为此,本文设计了一种结构精巧,成本廉价的由PWM电压信号转换成4-20m A电流信号输出电路。
1 基于PWM波的4-20m A信号设计原理
单片机输出PWM波理想输出波形如图1所示,分段函数f(t)表示图1中的波形:
式中,k为谐波次数,T为单片机时钟周期,n为PWM波一个周期内低电平期间时钟脉冲个数,N为PWM波一个周期时钟脉冲个数,t为时间。
将分段函数展开成傅里叶级数:
设计低通滤波器,将k(k=1,2,…)次谐波滤除,即可输出恒定电压值:
但是在大多数PWM波处理电路中,由于VH和VL的不确定性,导致输出信号的精度不高,低电平输出达不到零点,如图2所示,电路的可靠性和稳定性较差。本文对此进行了改进,改进电路总体设计如图3所示。
2 电路原理图分析
电路原理图如图3所示,当单片机PWM口输出高电平时光耦U1的次级导通,1节点的电压升高使三极管T1导通,T1导通使2节点的电压升高使N沟道增强型场效应管T2导通,3节点的电压降低;当单片机PWM口输出低电平时光耦U1次级关断,1节点的电压拉低使三极管T1关断,2节点的电压降低使N沟道增强型场效应管T2关断,3节点的电压升高。这样3节点的电压与PWM波输入同步。
增加的三极管T1加快了N沟道增强型场效应管T2中寄生电容上残留电荷的放电速度。
在TL431稳压芯片的作用下,3点的电压高电平能稳定在2.5V,经过RC阻容二级滤波,输出电流和PWM波占空比成正比,设置单片机的的定时器工作于快速PWM模式,产生占空比可调的PWM波,经过低通滤波电路输出可控的模拟电压,由电压电流变换模块生成可控电流经AO+,AO-输出。
当输出电流波动时,将波动反馈到运放的反相输入端,负反馈环节能很好地消除电流的波动,相较于传统电路中选用的BJT,使用N沟道场效应管增强了驱动能力,减小了损耗,电流的波动得到近一步消除,同时也能大幅缩短电路稳定的时间,高精度电阻50Ω提高了4-20 m A电流输出的精确性。
3 电路设计创新点
3.1 光耦隔离
单片机产生的PWM信号与环境温度等有关,这样稳定性和精度难以得到保证;同时因为电路中使用的是不同种类的单片机,所得到的高低电平值也不尽相同,这样造成使用不同的单片机需要重新配置电路参数。为解决这些问题,PWM信号必须经过一定的整形。由于光耦合器件具有输入输出间互相隔离、电信号传输单向性等特点,使用光耦U1进行隔离。由单片机产生的PWM信号通过光耦U1接入,有效实现了驱动模块与单片机模块的隔离,提高了系统的稳定性和精度。
3.2 N沟道增强型场效应管及TL431的作用
传统电路输出的电压在4节点会出现高电平不稳,低电平达不到零点的现象,如图2所示。
与传统电路设计相比,选用N沟道增强型场效应管T2代替传统的三极管,从驱动损耗来看,N沟道增强型场效应管远小于BJT,因为场效应管的漏极电流与源级电流相等,同时大大减小了负载对恒流源的影响。BJT为电流控制型器件,作为开关时,开关电流的增加会导致基极电流成比例的增加,这个比值最大不超过既定电流下的β,而在大电流下,这个β往往比较小(一般为几十甚至小于10),那么基极驱动电流带来的损耗将变得十分可观。如果换成N沟道增强型场效应管,静态情况下,当栅源电压达到设定值时,要维持这一电压所需的驱动电流仅为栅源间漏电流,数量级为μA甚至是p A,可以忽略不计。同时BJT导通时的基极电流会造成发射极电压钳位。N沟道增强型场效应管较好地解决了这个问题。
为了保证高电平的稳定,采用TL431稳压芯片有效保证了3节点的高电平稳定在2.5V,TL431稳压芯片构成的稳压电路原理简单、精密度高、温漂小,当PWM输出高电平信号时,由于TL431稳压作用,使3点的电压稳定在2.5V。
经改进后的电路使4节点的电压解决在高电平时波动较大的问题,使之趋于平稳,同时,4节点在低电平时能拉低到零点,增强了信号得精确度。
3.3 双二极管接地代替负极性电源
传统的OP07若用双电源供电,会增加成本,而单电源供电,如图4所示,工作空载输出不能为0,没有提供直流偏置,会出现失真现象,比如同相输入端输入0~2V直流信号Vi,放大倍数3,当输入电压Vi为0~0.5V时,OP07输出Vo均为1.45V。本电路设计中两个二极管D1和D2接地提供虚拟负电压,如图5所示,失真情况得到了很大改善。
4 仿真结果分析与总结
经过Multisim 11.0的仿真结果分析,当PWM输出频率为200Hz时,该电路在接上负载后测得的占空比与电流对应关系实验结果数据如表1所示。
同时对该数据进行MATLAB仿真所得线性关系曲线图像如图6所示。
由MATLAB仿真图像可看出占空比与输出电流的线性相关度好,电路对于PWM信号处的精度和稳定性相较于一般电路都有很大的改善。
5 结束语
本电路是基于PWM波的一种结构简单,分辨率高的4-20m A发生电路,具有价格低廉,性价比高的特点。本电路的稳定性好,转换时间能满足对建立时间要求不是很高的测量过程。综上所述,本文所实现的基于PWM波的4-20m A(下转第70页)的发生电路适用于自动化仪表中对DA精度、分辨率、线性度及成本要求较高的开发过程,应用范围较广,实用性强。
PWM转换 篇2
而在工业生产、检测控制以及医疗设备等具有强干扰的场合,一些现场检测信号特别是中低频信号在传输时会受到严重的干扰。为克服这种干扰,现有的处理方法有:(1)中低频信号由A/D转换器转换后直接进行数字处理。但如有多路信号检测时,A/D转换器和计算机的速度都要求较高,难以达到;(2)中低频信号精密全波整流后,直接进行传输。但在检测小信号时,会受到较大的影响;(3)中低频信号精密全波整流后,将其进行V/F转换,变为频率信号传送。但在变为某一频率信号时,也会受到较大的干扰。本文设计的基于PWM的强抗干扰A/D转换电路不仅可以提高小信号时的抗干扰能力,还可以有效避免某些特定频率对信号的干扰。
1 A/D转换的性能
目前电压的检测方法大多使用A/D芯片,但如果测量系统工作在强磁场等条件比较恶劣的环境中,并采用一般的A/D芯片,则其转换精度和转换时间都会受到限制。另外其参考电压会因供电电源不稳定或外界干扰产生波动,抗干扰性能较差,将影响测量结果。
A/D转换器在将各物理量转换成数字量时,会遇到被测信号小而干扰噪声强的情况,其干扰来自设备预热、温度变化、接触电阻、引线电感、接地及前级电路或电源。进入A/D转换器的干扰,按传导方式可分为:串模干扰和共模干扰。
几种A/D转换方式的适用范围:
(1)并联比较型:适用于转换速度很高的场合,但其抗干扰能力较差且成本最高。
(2)逐次逼近型:适用于对速度要求不高的系统。
(3)双积分型:适用于对直流信号或慢变化信号的转变及对抗干扰能力要求高的场合。但其转换的速度不高,使用范围受到限制。
(4)跟踪比较型:适用于要求信号比较平稳、较少突变、即转换速度低[1]的场合。
A/D转换性能参数一般有转换位数和精度、转换响应时间等,通过对A/D转换芯片和使用PWM调制方法实现A/D转换的比较,可说明采用PWM的A/D转换方法具有如下优点:
(1)A/D转换位数和精度。A/D转换器的转换精度主要包含数据采集系统的静态精度和量化误差。静态精度要考虑输入信号的原始误差传递到输出所产生的误差,它是模拟信号数字化时产生误差的主要部分。量化误差与A/D转换器位数有关,一般把8 bit以下的A/D转换器归为低分辨率A/D转换器,9~12 bit的称为中分辨率转换器,13 bit以上的称为高分辨率转换器。10 bit以下A/D芯片误差较大,而11 bit以上对减小误差并无太大贡献(11 bit A/D转换器的量化精度为0.05%)。而如果使用PWM进行A/D转换,其转换精度只与PWM信号的周期以及微处理器的时钟频率有关。另外使用PWM进行A/D转换时,比较器可以识别的小电压可以达到10μV,而输入电压大都是数伏,由此可见,比较过程中产生的误差极小[2]。
(2)响应时间。A/D转换器的响应时间为毫秒级或者微秒级,只有流水线型A/D转换器才能做到100 ns。而如果使用PWM进行A/D转换,比较器的响应时间为ns级。
(3)产生和传送PWM信号的电路结构简单,使用方便。由于PWM代表信号大小的是脉冲宽度而不是幅度,信号始终保持数字形式(只有高低电平两种形式),所以对加性干扰不明显,极大地提高了信号传输过程中的抗干扰能力;经过PWM调制的信号可直接送入单片机,不用经过A/D转换[3]。
(4)A/D转换器的转换精度与其转换速率是一对基本的矛盾,而使用PWM进行A/D转换则不存在这个问题[4]。
(5)PWM的价格优势是A/D转换器无法比拟的。
2 PWM调制原理
2.1 A/D转换输出PWM信号原理
PWM信号是周期(T)固定、占空比变化的数字信号。系统使用三角波与经处理的输入信号进行比较,得到PWM调制信号,而后差动输出。信号既进行了调制,也通过对占空比的测量进行了A/D转换,因此不但降低了电路的复杂程度,又增强了信号的抗干扰能力。图1即为三角波与整流后的输入信号比较得到的PWM调制信号的原理示意图。
2.2 PWM信号解调输出
将得到的PWM信号输入单片机处理器中进行计数处理,PWM信号可以用单片机的计数脉冲表示,其函数表达式为:
式中:T是单片机中计数脉冲的基本周期,即单片机每隔T时间计数一次(计数器的值增加或者减少1);N是PWM波一个周期的计数脉冲个数;n是PWM波一个周期中高电平的计数脉冲个数;VH和VL分别是PWM波高低电平的电压值;k为第k个周期;t为时间。把式(1展开成傅里叶级数,可得到:
式中:第1个方括弧为直流分量,直流分量与n成线性关系,并随着n从0~N变化,直流分量从VL~VL+VH之间变化,这正是电压输出的DAC所需要的。因此,如果能把式(2)中除直流分量的谐波过滤掉,则可以得到PWM波到电压输出DAC的转换,即PWM波可以通过一个低通滤波器进行解调;第2项为1次谐波分量,其幅度和相角与n有关,频率为1/NT,该频率是设计低通滤波器的依据;第3项为大于1次的高次谐波分量,高次谐波分量的幅值随着n减小。如果能把1次谐波很好地过滤掉,则高次谐波就基本不存在了[5]。
3 电路设计
如图2所示是根据检测对象要求设计的利用PWM进行A/D转换的原理结构框图。
电路系统原理是:将传感器探测的微弱信号正反向输入到差动放大电路中放大,然后进行精密整流与滤波放大,得到能正确反映原始信号的波形,通过与三角波进行比较,合成PWM信号,最后通过差动放大输出给处理器。
整流电路及三角波发生电路相对比较重要。为了更好地分析电路以及确定关键的元件,本文在计算各电路的传递函数时,暂不考虑各调零电阻以及各调增益电阻。
3.1 整流电路
整流电路如图3所示。为使输出波形更好地反映输入,在输入正半周时使uo=ui,负半周时使uo=-ui。
u1为正半周时:
u1为负半周时:
3.2 三角波发生电路
图4为三角波发生电路的原理图,运算放大器N1组成迟滞比较器,N2组成反向积分器,N1、N2组成正反馈回路,形成自激震荡,由N1输出方波,N2输出三角波。迟滞比较器N1具有上行迟滞特性,它的基准电压为0 V。N1输出的方波经电位器VR3分压后加到积分器N2的输入端,经过积分输出形成对称的三角波。
通过调整VR3的值调整三角波的输出频率,可以避开干扰频率,并使PWM达到所需要的转换精度。
4 处理器对PWM信号处理的原理
PWM信号在进行A/D转换时,需要输入到单片机或者其他处理器的输入端。以单片机为例,单片机首先对信号的高电平进行计数,得出高电平所持续的时间,运用中断服务程序,将定时器T1设置为方式1,待高脉冲结束时,执行中断服务程序,读取TH1、TH2的计数值,该计数值就是高电平的脉宽。同理可计算低电平脉宽,最后计算可得脉宽比。图5所示为单片机检测程序流程图。
5 信号处理及误差分析
输入信号进入电路中,会存在各种因素导致最终的输出信号出现误差,最主要的因素是运算放大器的零点漂移效应和处理器对PWM信号处理时由代码产生的误差。下面进行具体分析。
5.1 零点漂移导致的误差
运算放大器可以用来实现比较功能,由于运算放大器的零漂效应,使三角波和输入信号进行比较时会出现误差。如使用LM358芯片作为比较器,放大器最小分辨电压取100μV,输入信号电压取5 V,经过计算可得输出PWM信号出现了0.02%的误差。
5.2 处理器对PWM信号计算所产生的误差
以AVR单片机为例,使用中断方式进行计数,当产生中断时,中断转换的时间使计数产生误差。中断转换时间主要由三部分组成:晶振频率、程序中断的优先级、单片机正在执行的指令。对于外部响应中断,其响应的优先级最高,所以外部中断响应的时间最大为2个机器周期,这个误差只在对PWM信号处理的初始阶段可能发生,在其他情况下,处理器对PWM信号计算所产生的误差由处理器时钟周期和三角波周期决定。使用PWM进行A/D转换的转换精度为时钟周期和三角波周期的比值。若三角波频率(即PWM信号频率)为4.8 k Hz,处理器时钟周期为50 ns,转换精度为1/4 167,则使用此电路进行A/D转换可达到12 bit A/D转换器的精度。如果提高三角波的周期,则A/D转换的精度会变小;反之,精度会提高。
使用AVR单片机和12 bit的ADC进行A/D转换比较,其实验条件:数字信号发生器、数字示波器;PWM信号频率为4.8 k Hz,处理器时钟周期为50 ns,使用PWM进行A/D转换精度为1/4 167。输入不同的模拟信号,分别使用PWM转换电路和ADC进行A/D转换,得到输出模拟信号以及相对误差如表1所示。其中脉宽比和理论值部分都是通过理论计算得到,其相对误差通过实际输出和输入信号的差值除以输入信号得到。
由表1可以看出,在所取的5组数据中,有三组使用PWM进行A/D转换的误差比使用ADC进行A/D转换误差小,其他两组则相反。这是由于输入信号取值不同产生的。
通过实验验证,使用PWM进行A/D转换可以达到使用ADC芯片的效果,而且PWM信号代表信号大小的是脉冲宽度而不是幅度,使信号始终保持在数字形式(只有高低电平两种形式),所以对加性干扰不明显,大大提高了信号传输过程中的抗干扰能力;转换速度快,不需要专用的A/D转换器,可以满足很多高速传输的场合;系统简单,可以灵活调节分辨率,比传统的ADC功耗小,并且成本较低。使用PWM进行A/D转换已经获得实用新型专利,在磁场检测仪器等产品中得到应用。此电路可以应用于各种需要强抗干扰的交流和直流信号传输的场合。
摘要：采用脉宽调制(PWM)电路实现一种新的A/D转换方法,将被测模拟信号经过放大、整流以及滤波处理后,与三角波调制信号进行比较,得到PWM信号,该信号的占空比与被测量信号的大小成正比。这种A/D转换电路简单、抗干扰能力强。通过实验验证,若三角波的频率为4.8 kHz、时钟周期为50 ns,则可达到12 bit的A/D转换精度。
关键词：脉宽调制,A/D转换,强抗干扰,转换精度
参考文献
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[2]冈村迪夫.OP放大电路设计[M].王玲,徐雅珍,李武平,译.北京:科学出版社,2004.
[3]陈平.基于PWM技术的A/D转换电路的设计[J].微计算机信息,2007,23(10-2):269-271.
[4]王曙光.提高ADC分辨率的电路设计[J].机床与液压,2007,35(7):201-202.
PWM转换 篇3
关键词：脉宽调制 (Pules Width Medulation, PWM) ,D/A转换,单片机
基于单片机的嵌入式系统在工业中的应用越来越普遍。现代自动化仪器仪表大多采用单片机。许多设备之间的连接或者控制都是有标准的4—20mA或者 (1—5) V直流信号来完成的, 然而一般的单片机没有这种标准的电流信号输出接口, 具有直流电压输出集成D/A转换的单片机也很少。但是, 几乎所有的单片机都提供定时器或者PWM输出功能。如果能应用单片机的PWM输出 (或者通过定时器和软件一起来实现PWM输出) , 经过简单的变换电路就可以实现D/A转换, 这将大大降低电子设备的成本、减少体积, 并容易提高精度。
本文提出了一种采用AVR系列单片机MEGA 16来实现DA转换的PWM方法。AVR单片机采用了RISC结构, 其工作在16MHz时具有单字长定点指令平均执行速度 (MillionInstiuctionsPer Second) 达16MIPS的性能。对于一般8位单片机而言, AVR不仅配备了更多的定时/计数器接口, 而且还是增强型的, 可产生无输出抖动 (glitch-free) 的、相位可调的PWM信号输出。
1 PWM信号的产生
对于AVR系列单片机ATmega16, 可以利用定时/计数器的PWM模式, 与比较匹配寄存器相配合, 直接生成占空比可变的方波信号, 即脉冲宽度调制输出PWM信号。快速PWM模式的基本工作原理是:定时/计数器在计数过程中, 内部硬件电路会将计数值 (TCNTn) 与比较寄存器 (OCRn) 中的值进行比较, 当两个值相匹配 (相等) 时, 能自动置位 (清0) 一个固定引脚的输出电平 (OCnx) , 而当计数器的值达到最大值时, 则自动将该引脚的输出电平 (OCnx) 清0。[1]因此, 在程序中改变比较寄存器中的值 (通常在溢出中断服务程序中) , 定时/计数器就能自动产生不同占空比的方波信号 (PWM) 输出计数器的上限值决定了PWM的频率, 而比较匹配寄存器OCRn的值决定了占空比的大小。[1]
在实际应用中, 除了要考虑如何正确的控制和调整PWM波的占空比, 获得达到要求的平均电压的输出外, 还需要综合考虑PWM的周期、PWM波占空比调节的精度、积分器的设计等。根据PWM的特点, 在使用定时/计数器设计输出PWM时应注意以下几点:
(1) 首先应根据实际情况, 确定需要输出的PWM波的频率范围。这个频率与控制对象有关。[3]PWM波的频率越高, 经过积分器输出的电压也越平滑。
(2) 然后还要考虑占空比的调节精度。占空比的调节精度越高, 经过积分器输出的电压也越平滑。但占空比的调节精度与PWM波的频率是一对矛盾, 在相同的系统时钟频率时, 提高占空比的调节精度, 将导致PWM波的频率降低。
(3) 由于PWM波的本身还是数字脉冲波, 其中含有大量丰富的高频成分, 因此在实际使用中, 还需要一个好的积分器电路。例如采用有源低通滤波器或多阶滤波器等, 能将高频成分有效的除掉, 从而获得比较好的模拟变化信号。
2 PWM到电压输出型D/A转换的实现
这种方式在理论上很成熟, 根据图1, 这种方法的最简单实现方式为PWM波加RC滤波器来实现。[4]图2为最简单的实现方式, 利用单片机产生PWM波, 通过由电阻R和电容C构成的简单积分电路, 滤掉高频进行平滑后, 得到D/A转换的输出电压。
该电路没有基准电压, 而且随着负载电流和环境温度的变化, 精度很难保证。另外, 图2的D/A转换的负载能力也比较差, 只适合与具有高输入阻抗的后续电路连接。因此, 图2的电路只能用在对D/A转换输出精度要求不高、负载很小的场合。对精度和负载能力要求较高的场合, 需要对图2的电路进行改进, 增加基准电压、负载驱动等电路。
3 高分辨率D/A转换的硬件电路
电路图中LM336-5为基准电压源, LM358输出放大器。图3中A点的PWM波经过两级阻容滤波在B点得到直流电压信号, 实现了D/A转换功能。由于放大器的输入阻抗很大, 二级阻容滤波的效果很好, B点的电压纹波极小, 满足高精度要求。输出放大器工作在电压跟随器方式, 输出范围在 (0—5.2) V之间, 满足目前的 (1—5) V传输标准。如果需要输出电流信号, 只需要加一级可变恒流输出电路即可。
这个电路的输出会有滤波带来的滞后, 由于滤波网络有电容存在, 则网络由一个稳态到另一个稳态之间, 必定存在着过渡过程。过渡过程与滤波网络时间常数τ有关, 它的大小会影响到D/A的转换速度, 通过调整阻容参数, 可以改变这两项指标。
如果需要与控制器隔离的D/A转换, 则需要在PWM信号与平滑滤波电路之间加上光耦进行隔离, 如TLP521—1或者开关速度更快的光耦如6N135、6N137等。如果光耦导通速度慢的话, 可能在上升沿产生一个斜度, 使波形失真。同时需要增加一级NMOS开关管, 如IRF530, 作为基准电压源的开关控制, 其典型导通电阻小于0.16 Ω, 而截止电阻却非常大, 单片机输出的PWM波驱动开关管的栅极, 开关管按照PWM的周期和占空比进行开关。
4 实验数据
采用图3电路, 用示波器检测, 得到下表1的数据。最大线性误差0.53%
单位:V
5 结论
本设计选用AVR系列单片机, 它采用大型快速存取寄存器组、快速单周期指令系统以及单级流水线等先进技术, 使得AVR单片机具有高达1MIPS/MHz的高速运行处理能力。产生的高速PWM信号能满足大部分工业场合的应用。同时, 由于PWM波很容易通过MCU的软件进行控制, 即使电路稍微有些系统误差, 也很容易通过软件进行校正。因此, 图3的电路可以得到高精度的DAC输出。
参考文献
[1]ATMEL.AVR应用笔记AVR131 (doc2542.pdf) .www.atmel.com, 2003
[2]马潮.AVR单片机嵌入式系统原理与应用实践.北京:北京航空航天大学出版社, 2007
[3]ATMEL.AVR应用笔记AVR314 (doc1982.pdf) .www.atmel.com, 2008