时基竞争（共4篇）
时基竞争 篇1
1 时基竞争背景下市场环境的特点
1.1 时基的含义
斯托克和霍特出版了著作《与时间竞争》 (Competing Against Time) , 一书中指出:“今天的创新是以时间为基础的竞争”;斯托克在《时间范式》中说到, 时间是企业的秘密武器, 在反应时间上享有的优势, 可以为其它竞争差异提供基础。从而构成公司总体上的竞争优势。
1.2 时基竞争背景下市场环境的变化
时基竞争的提出, 是1980年以来市场环境发生根本变化的结果, 这种变化体现在:
(1) 卖方市场转变为买方市场;随着市场供给能力的迅速扩大, 供给驱动式的卖方市场逐渐消失, 取而代之的是需求驱动式的买方市场。在这种市场条件下, 质量和价格由决定因素转而成为限制性因素, 对顾客需求的反应速度逐渐成为关键因素。因此产品逐渐由过去的大规模定制转变成为由顾客需求出发, 的小批量、多品种、多批次的生产模式, 由需求拉动购买。 (2) 市场需求个性化;消费者个性化的需求主要表现在两个方面: (1) 需求的多样化;中西各国文化交流的深入以及人们越来越丰富的物质文化需求, 使消费者在选择购买时越来越个性化。不同的消费者会有不同的需求, 同一个消费者也存在着多种多样的需求。 (2) 需求的多变性;由于市场上总会有竞争对手或潜在竞争对手推出性能更好、功能更多、更易操作或价格等其他因素更优的产品, 加之消费者固有的“喜新厌旧”的心理, 市场需求呈现不断变化的态势。
2 中国服装零售业现状
2.1 服装零售市场内销潜力巨大
2.1.1 国家出台系列政策有利于服装零售市场发展
2010年1月12日, 消息业内人士分析纺织服装内销型企业:2010年重回渠道扩张与提价双重驱动。自2006年起, 品牌服饰进入加速成长期, 而金融危机使增速暂缓。随着消费者信心指数、居民收入增速见底回升, 服装内销零售自9月份起逐步走高。据华泰证券分析师预计2010年服装内销增速可能在20%~25%之间。
2.1.2 城市化推进有利于纺织服装行业发展
城市化的推进是纺织服装行业内销坚挺的另一大动力。从我国城镇居民与农村居民在服装上面的消费数据可以看出, 2008年, 城市居民人均衣着支出为1165元, 而农村居民人均衣着支出仅为211元。分析师指出, 当前每年城市化增速约为1.5%, 城市化带来的服装销售约为120亿元/年, 由此带来的服装销售年增长率约为4%。
2.1.3 消费升级和人口结构变化有利于纺织服装行业的可持续发展
2010年消费升级和人口结构变化使得消费增长可继续保持高位。衣着产品作为居民的生活必需品之一, 其占总消费的比重历年来较为稳定, 而且随着城镇化的持续推进和居民收入水平稳步提升至新的高度, 其在衣着方面的支出比例会稳步提高, 这也是消费升级的具体表现。
2.1.4 内销品牌企业将有望得益于经济回暖和消费回升
对于纺织服装行业2010年整体的表现, 大多数分析师并不看好。天相投顾分析师指出, 2010年纺织服装行业整体经营将转好, 但幅度有限。指出, 2010年国内市场将保持稳步提升, 而行业去库存化效果显现, 企业经营将优于2009年, 而内销品牌企业处于产业链高端, 将受益于经济回暖和消费回升带来的利好, 建议重点关注内销品牌企业。
2.2 中国纺织服装业面临的问题
2.2.1 品牌含金量不高
我国许多服装企业受限于资金压力, 对品牌缺少长远规划, 引郎咸平教授的观点叫“浮躁”, 不能够专一的由始至终做好一件事, 这也是导致我国很多服装企业无法在文化底蕴上与国际大牌服装企业竞争的一个主要原因。此外, 我国的服装企业多元化经营的专业性不强, 不能形成品牌优势、这与国外大牌服装品牌有很大差异。譬如D&G、Chanel等都是先后在女装、男装、香水、饰品、等围绕一个主业展开的品牌多元化, 为顾客打造一体的装饰。而国内的很多稍具品牌影响力的企业则更多的是以一个产业发展壮大, 继而做其他方面的投资, 譬如鄂尔多斯有投资稀土矿、地产;雅戈尔有投资地产和股票, 而且其副业在其收益中占据很大的比重。太过于从事与主业不相关的多元化经营, 会削弱品牌本来的价值, 因为这会给消费者带来误导。而当今世界的消费者两级分化趋势明显, 如果做高端的产品, 消费者更注重的是产品本身能给他带来的体验和身份的象征, 应用传播学的观点, 服饰在这个时候已经变成为一种符号。而恰恰是这种混乱的多元化, 会使得消费者觉得不能找到这样的心理体验, 所以会转而选择其他品牌。而低收入人群又消费不起这样价位的服装, 所以就会导致国内品牌服饰高不成低不就。
2.2.2 设计与营销能力相对薄弱、库存隐患难消
国内许多大规模的服装企业, 实际上是典型的“加工型企业”, 这类企业对生产管理和成本核算相对重视, 但由于市场营销能力比较薄弱, 难以承受较大的市场波动。同时其设计能力不足, 也限制了企业的战略发展。这类中间大, 两端小的“橄榄型”被动市场结构必须增强企业的综合开发能力, 向“主动市场结构”转型。
而服装产品季节性明显, 更新速度快, 而其从采购面料到生产都有一定的周期, 企业为了使自己的产品在旺季时候有足够的数量可供销售, 往往不得不储备大量的货品, 这就为库存埋下了隐患。而一些保守的企业为了减少库存, 往往限制货品的生产数量, 一旦该货品畅销起来, 却又因为产品供不应求导致缺货而错失销售良机。
2.2.3 服装零售行业缺乏归一化管理
目前代理加盟成为中国品牌服装零售的一种常见模式。加盟商常因利益归属的问题, 很多促销活动、形象建设等难以执行到位, 市场价格体系容易混乱, 不利于品牌整体的发展。而且处于供应链下游的经销团队素质良莠不齐, 整体经营水平不高, 甚至一些经销商还不具备品牌经营意识, 不能和企业一同成长。
2.2.4 缺乏信息化管理、信息反馈机制落后
从面辅料供应、服装设计制造、服装零售到最终消费者之间信息资源缺少共享, 信息反馈速度慢。供应商关系管理、物流外包业务、供应链运作等多个方面的滞后都直接制约着整个产业水平的提升。
2.2.5 受金融危机以及人民币升值压力影响大
截至2009年11月, 人民币对美元汇率仅升值0.10%, 而美元指数下跌7.54%, 2010年人民币汇率升值压力将明显增加;同时, 随着美国经济的复苏, 明年美元指数上升是大概率事件。2010年如果人民币出现升值将对我国纺织服装出口的复苏带来压力。届时将可能会有大量的服装外贸企业将会面临很大冲击。
2.2.6 低碳经济时代到来的影响
中国纺织工业协会副会长许坤元指出, 在哥本哈根气候大会上, 中国领导人明确表态, 到2020年我国要将单位GDP二氧化碳排量比2005年减少40%~45%。低碳经济对纺织行业的影响体现在:纺织品消费会减少, 以降低二氧化碳排放;环保要求更加严格, 节能减排提到更高的高度。许坤元强调, 在这个过程中, 要提高我们在全球产业链中的价值, 努力扩大我们的市场份额。
2.2.7 原料价格上涨超预期
2010年通胀预期强烈, 包括棉花 (占行业原料成本的60%以上) 在内农产品 (13.88, 0.00, 0.00%) 价格有可能继续上涨, 对中游的纺纱和坯布生产企业压力较大。这样对于服装产成品而言, 成本无疑会大大增加, 进一步控制成本将成为服装企业尤为需要关注的问题之一。
2.3 总结
综上所述, 中国的纺织品服装业短期之内还是有很大的发展潜力可以挖掘, 来自国家出台的系列政策、城市化的推进、消费升级和人口结构的变化、经济的回暖和消费的回升等因素的发展给我国纺织品服装行业的发展提供了广阔的空间。但同样的机遇也摆在国际服装品牌面前。面对国际服装品牌的竞争我国纺织服装行业如何能够突破困难, 牢牢的把握住国内市场, 成为未来十年我国纺织服装行业发展的关键。
同时, 我们可以看出, 我国纺织服装行业目前面临的内部市场问题主要有来自品牌含金量不高、设计与营销能力相对薄弱、库存压力日益增大、供应链管理薄弱、缺乏高效的IT平台支撑等等因素。此外受金融危机、人民币升值压力、低碳经济、原料价格上涨、全球经济一体化的影响, 又使得我国纺织服装业面临更大的国际环境的挑战。
3 我国纺织服装业发展的策略
面对迅速变化的客户需求和日趋激烈的市场竞争, 服装企业需要进一步缩短对市场变化的响应时间, 实现“多品种、多批次、小批量、低成本”的经营管理模式。于是, 快速反应系统日益受到纺织服装企业的重视, 在欧美等发达国家的纺织服装业和零售业中已经得到广泛应用, 并且进一步向发展中国家延伸。美国已有80%的服装企业加入了快速反应系统, 而墨西哥和中美洲发展中国家通过参加美国的快速反应系统已经取得了显著的效益。
快速反应 (Quick Response, 简称QR) 最早作为一种商业策略出现于20世纪80年代美国的服装纺织业。是一个基于信息资源共享来实现销售额增长的战略。通过运用快速反应战略, 美国服装纺织业的供应链周期从66周下降到45周;补货中快速反应的应用使交货提前期从62天下降到15天, 降低了75%。
时基竞争战略的核心是“快速反应”。快速反应能力的提升, 已经不能仅仅通过在企业内改革来实现, 而是要在战略的制定与实施和价值链整体环节的运作上, 比竞争对手行动的更快, 从而为消费者创造更多的价值。在这里我们必须强调, 速度的提升是整体而不是局部的提升。
参考文献
[1]赵亚平.何芳.李素麦.浅析快速反应及其对服装零售行业的影响[J]商业经济, 2009 (6) .
[2]杨长辉.制造企业快速反应理论及应用研究[D].中南大学博士学位论文, 2004:9～18.
时基竞争 篇2
基床反力系数K值的大小与土的类型、基础埋深、基础底面积的形状、基础的刚度及荷载作用的时间等因素。试验表明, 在相同压力作用下, 基床反力系数K随基础宽度的增加而减小, 在基底压力和基底面积相同的情况下, 矩形基础下土的K值比方形的大。对于同一基础, 土的K值随埋置深度的增加而增大。试验还表明, 粘性土的K值随作用时间的增长而减小。因此, K值不是一个常量, 它的确定是一个复杂的问题。
基床系数K在地基基础设计中直接影响结构位移和内力计算, 对工程造价、安全可靠性程度均有直接影响。为此, 国内外学者进行了大量的室内试验和现场原位试验, 提出了若干个计算地基土基床系数K的经验公式, 但仍然存在诸多不确定因素。因此, 本文通过具体工程实例来说明基床系数对基础计算影响。
1 实际工程中常用基床反力系数K的确定
1.1 室内外试验。
目前测定基床系数的试验主要有3种:场载荷试验、室内三轴试验及固结试验。遗憾的是不论哪种方法, 其试验条件和取值方法都缺少严格定义或统一规定。
1.2 按地基平均沉降反算。
用分层总和法按土的压缩性指标计算若干点沉降后取平均值S, 得K=p/S式中p为基底平均附加压力, 这个方法对把沉降计算结果控制在合理范围内是非常重要的。用这种方法计算的K不需要修正, JCCAD在“桩筏筏板有限元计算”中使用的就是这种方法。
1.3 经验值法。JCCAD说明书附录中建议的K值。
2 结合工程实例, 讨论K的合理取值
2.1 工程概况。
辽宁省盘锦市某食堂建设工程, 结构类型为二层框架结构, 建筑高度8.7m, 建筑面积1304㎡。现将场地各岩土层特征从上至下分述如下:第1层杂填土:杂色, 为场地平整时回填的砂砾、沥青块及原来旧楼房基础, 厚度为0.60m~0.80m, 该层在设计时要全部清除。第2层粉质黏土:呈软塑~可塑状态, 土质较均匀, 厚度为1.90m~2.20m, 该层为主要持力层。第3层粉砂:呈松散~稍密状态, 厚度1.20m~1.40m。第4层黏土, 厚度2.60m~2.80m。根据拟建场地工程特点及场地的岩土工程条件, 本工程建议采用浅基础, 基础形式为条形基础。
2.2 K值如何选取。
条形基础梁高度取1000mm, 约为柱距的1/6, 地基反力分布均匀。天然地基下粉质黏土软塑~可塑黏土基床反力系数K值可取1.0×104k N/m3~4.0×104k N/m3, 本工程计算采用K=1.0×104, 2.0×104, 4.0×104三种情况计算条形基础, 根据地基反力分布图来讨论K取何值比较合理。基础计算模型取三种不同K值, 得到地梁反力图对比可知, 当K=10000时, 地梁最大反力与最小反力值相差一般不超过20%, 工程设计中可近似认为地基反力分布较均匀, 符合工程实际。当K=20000时, 地梁最大反力与最小反力值相差基本都超过20%, 地梁反力分布不均匀。当K=40000时, 地梁最大反力与最小反力值相差基本都在50%左右, 地梁反力分布更加不均匀, 此时所取的地基反力系数值已经不符合实际工程情况。 (2) 轴情况特殊, 在K=10000是就出现地基反力分布很不均匀的情况, 这是因为建筑功能影响。此食堂二层有个大餐厅, 考虑到使用要求, 在 (2) 轴与B轴相交处抽掉一个柱子, 这样得到 (2) 轴两端柱子和中间柱子的轴力相差不多, 导致端部地基反力很大, 而中间地基反力很小。实际上地基梁刚度很大, 两端反力相差不会很大, 此轴最后所得计算结果与实际不符, 设计中应该注意。地基反力系数K取不同值时, 地梁弯矩也不同。基本变化情况是K值越大梁端负弯矩越小, 6m跨的正弯矩变大, 7m跨的负弯矩变小。
结语
由上面实例看出基床反力系数取值直接影响基础梁配筋结果, 对整个基础工程造价也起着决定性影响。设计师可以根据计算结果和以往设计经验取得合理值。
摘要：基床反力系数是基础设计中非常重要的一个参数, 因为它的大小直接影响到地基反力的大小和基础内力。因此, 合理地确定此参数的大小就显得至关重要。本文通过实际工程项目, 根据数据分析基床系数合理的取值。
关键词：基床反力系数,地基土,条形基础,粉质黏土
参考文献
[1]GB50007-2011, 建筑地基基础设计规范[S].
[2]周宏磊, 张在明.基床系数的试验方法与取值[J].工程勘察, 2004 (02) :11-15.
时基竞争 篇3
1 555时基电路工作原理
1.1 555时基电路基本特性
555时基电路内部一共集成了21个晶体三极管、4个晶体二极管和16个电阻器, 组成了两个电压比较器、一个R-S触发器、一个放电晶体管和一个由3个全等电阻组成的分压器。555时基电路集成电路的电路图见下图1中虚线所围部分, 图中, A1和A2是两个高增益电压比较器, 它们的输出端分别接到触发器的R端 (置“0”端) 和S端 (置“1”端) ;VT是放电晶体管;R1、R2和R3的阻值相等, 均为5KΩ并组成分压器, 555的名称就是因此得名。
图1中, A1为上比较器, A2为下比较器, 由于R1、R2和R3的阻值相等, 均为5KΩ、因此集成电路的5脚 (控制端VC) 电位固定在为时基电路的工作电源电压) , 6脚叫做阈值输入端TH。同理, 下比较器A2的同相输入端电位被固定在, 反相输入端 (即2脚) 作为触发输入端。A1和A2的输出端分别送到R-S触发器 (即双稳态触发器) 的置位端 (即置“1”) S和复位端 (即置“0”) R, 以控制输出端OUT即 (3脚) 的电平状态和放电管VT的导通与截止。
1.2 555时基电路的真值表
时基电路的第5脚为控制端VC, 可以通过外接分压电阻或稳压管来改变A1、A2两个电压比较器的基准电压以扩大其应用范围。使用VC端一般可以悬空出来或通过0.01μF电容器接地GND以消除干扰。
2 555时基电路基本工作模式
555时基电路应用十分广泛, 用它可以轻易组成各种性能稳定的高/低频振荡器、单稳态触发器、双稳态R-S触发器及各种电子开关电路等, 但无论电路如何变换, 其基本工作模式不外乎单稳态、双稳态、无稳态这3种模式, 现分别介绍如下。
2.1 单稳态工作模式
单稳态工作模式是指电路只有一个稳态, 也称单稳态触发器。在稳定状态时, 555时基电路处于复位态, 即输出端OUT (3脚) 输出低电平。当电路受到低电平触发时, 555电路翻转置位进入暂稳态, 在暂稳态时间内, 3脚输出高电平, 经过一段延迟 (或称定时) 后, 电路可自动返回稳定态, 暂稳态时间通常简称为暂态时间t≈1.1Rt·Ct。
2.2 双稳态工作模式
双稳态工作模式是指电路有两个稳定状态, 即置位态 (输出端OUT 3脚输出高电平) 或复位态 (输出端OUT 3脚输出低电平) , 它无须任何外围元件。
该电路实质上是一个R-S触发器, S为置位端, 当输入脉冲电平低于时, 555置位, 3脚输出高电平;R为复位端, 当输入脉冲高于时, 555复位, 3脚输低电平。如果R端与S端的输入电平发生矛盾时, S端优先于R端。
2.3 无稳态工作模式
无稳态工作模式是指电路没有固定的稳定状态, 555时基电路处于置位与复位反复交替的状态, 即输出端OUT (3脚) 交替输出高电平与低电平, 输出波形为近似的矩形波。由于矩形波的高次谐波十分丰富, 所以无稳态工作模式又称为自激多谐振荡器。
3 555时基电路在定时电路中的应用
下图是个振荡定时电路, 电路通电后, 振荡器即输出高频率的矩形方波脉冲, 经一段定时时间后, 电路停止振荡, 输出端将一直保持低电平不变。
3.1 电路原理
要使电路能够正常工作, R1·C1的时间常数必须要远大于 (R2+R3) ·C1的时间常数。电路刚通电时, C1、C2两端电压均为零, 二极管VD2截止, 555时基电路与R2、R3、C2构成的无稳态振荡器能够正常起振工作。起振过程是:555首先置位, 3脚输出高电平, 正电源可通过R2、R3向C2充电, 当充至时, 555复位, 3脚与7脚均输出低电平, 此后C2储存的电荷可通过R3向555的7脚放电, 使C2两端电压下降, 当降至时, 555又置位, 3脚输出高电平。周而复始, 电路引起振荡, 振荡频率f=1.44/ (R2+2R3) ·C2。
电路在振荡过程中, 正电源还通过电阻R1向电容C1不断充电, 从而使C1两端电压逐渐上升, 当升至与二极管管压降0.7V相等时, 二极管VD2导通, 由于C1>>C2, 因此很快就将555时基电路的2、6两脚钳位在以上, 从而停止振荡并永久处于复位状态, 3脚一直保持低电平不变。
此电路开机输出矩形方波脉冲的定时时间可由公式t≈0.4Rt·Ct估算。二极管VD1的作用是电路关机后为电容提供放电回路, 从而使电路下次开机时有一个正常的输出连续方波脉冲的定时时间。
3.2 元器件选择
VD1、VD2选用IN4148型等硅二极管;R1、R2、R3最好选用RJ-1/4W型金属膜电阻器, 以确保定时时间与振荡频率的正确性;C1、C2应根据定时时间与振荡频率的需要选用聚酯、涤纶或电解电容器, C3可用CT1型瓷介电容器或CT4型独石电容器。
4 结论
由于555定时器的比较器灵敏度高, 输出驱动电流大, 功能灵活, 因而在电子电路中获得广泛应用。
参考文献
[1]清华大学电子学教研组编.数字电子技术基础简明教程[M].第三版.北京:高等教育出版社, 2006.
[2]华中理工大学电子学教研室编.电子技术基础.数字部分.第四版.北京:高等教育出版社, 1998.
[3]陈有卿, 等.555时基电路原理、设计与应用.北京:电子工业出版社, 2007.9.
时基竞争 篇4
对于电流跟踪型脉宽调制(PWM)逆变器，常用的电流控制方法主要有：滞环比较控制[1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12]、单周控制[13,14,15,16]、三角波比较控制[1,17]及固定周期采样控制[1,18]等。其中，滞环比较控制因其具有响应实时、控制简单、性能稳定等优势而广泛应用于有源电力滤波器、交流调速、大功率开关电源等逆变环节中。
众所周知，滞环控制的缺陷是开关频率不固定，使得后续滤波处理变得复杂，这将导致开关的损耗增大，开关管寿命受影响。针对此问题，学者们提出了各种改进的滞环控制方法[3,4,5,6,7,8,9,10,11,12]，研究热点之一是恒频变环控制，即通过对滞环带宽进行调制的方法，来获得开关频率相对稳定的控制特性。文献[4,5,6]构建了一类自适应电流滞环控制方法，通过引进同步时钟信号，基于误差信息，动态调整开关管的切换时刻，使得单个周期内电流跟踪误差平均值为零，实现对指令电流的精准跟踪，但这类技术的不足之处在于开关管的动作时刻计算依赖于系统当前参数;文献[7,8]从动态平滑调节环宽的角度，给出了新的变环恒频电流控制方法，但是该方法得借助电压、电流双环控制，控制结构相对复杂。
本文借助高性能的数字信号控制处理器，结合周期采样控制和自适滞环控制的优势，设计了一种基于时基的恒频自适电流控制算法。本文算法利用上个控制周期内开关切换点处的跟踪信息，递推预估当前控制周期内开关切换点时刻，实现对电流的快速跟踪。同时，本文算法完全基于对调理后输入信号的数字处理来实现，无需预先获得系统参数信息，并可随着系统参数变化实现自适应调整，呈现鲁棒容错控制特性;为实现恒频控制，本文算法引进了同步时钟信号，选取其上升沿或下降沿作为单个周期控制的起始点，根据算法确定开关在本周期的切换时刻，实现周期内电流跟踪误差的零均值。
1 算法原理
单相电压型PWM逆变器如图1所示。图中：CK为同步周期为T的时钟信号。4个绝缘栅双极型晶体管(IGBT)作为开关管组成H桥式变换器，指令电流iref(t)和跟踪电流i(t)经信号调理电路后，送入电流控制模块，由其按照预设的恒频自适应控制算法产生PWM触发脉冲，实施电流跟踪控制。
在系统同步时钟频率足够高的前提下，指令电流iref(t)在一个同步周期T内近似为斜直线变化，逆变器的工作电流波形如图2所示。图中：δ=iref(t)-i(t)，为电流跟踪误差。
分析图2可知，逆变器进入稳态时，跟踪电流围绕指令电流上下对称波动，跟踪误差在一个同步周期内正负均值相等。当系统工况发生变化时，本文算法将以同步周期为单位，实施开关切换时刻的动态调整。
以图2中t0～t4时间段为例，设t0时刻对应的电流跟踪误差为δ0,t1时刻对应的电流跟踪误差为δ1。取时钟信号的上升沿作为本控制周期的起点，在该点处开关管的动作将依据电流跟踪误差的正负决定：当δ1>0时，开关管2和4关断，1和3开通，跟踪电流递增;反之，开关管1和3关断，2和4开通，跟踪电流递减。从t1到t4的时间段内，开关管的状态只发生一次切换，切换时间(即PWM脉冲占空比)的调整遵循正负误差均摊原则。由于|δ0|>|δ1|，开关管1和3导通的时间调整为小于T/2，使电流跟踪误差正峰值δ2相应地减小，而开关管2和4导通的时间大于T/2，使电流跟踪误差负峰值δ3相应地增大，其结果是在t1到t4这个控制周期内电流跟踪误差正负峰值的绝对值趋于相等，其他周期具备类似的控制过程。
上述调整过程都是根据前一周期开关切换时刻的电流跟踪误差，预测下一周期的PWM占空比，其是一个自适应不断寻优的过程，最终实现电流误差在单个控制周期内达到零均值。除指令电流突变工况外，开关动作与系统时钟保持同步，具体表现为每个同步周期内，各开关管状态仅改变一次。接下来一个关键的问题是如何确定周期内各开关的动作时刻。
1.1 同步周期内指令电流斜率k=0工况分析
先分析同步时钟频率fs远远大于指令电流的最大频率fmax的情况。任意同步周期T内，指令电流幅值变化可忽略不计，认为是一条水平直线(k=0)，此时电流轨迹分布情况如图3所示。设已知指令电流斜率k、跟踪电流上升斜率kup、跟踪电流下降斜率kdn和电流跟踪误差δ。
以图3(a)为例，PWM占空比的计算分两类情况。
1)当|δ1|=|δ2|=|δ3|时，说明该周期满足正负电流跟踪误差零均值的要求，开关切换时刻如式(1)和式(2)所示。
2)当|δ1|≠|δ2|≠|δ3|时，说明该周期内正负电流跟踪误差均值不为零，开关切换时刻的计算需根据δ1值的大小进行调整。
如图4所示，以指令电流轨迹(k=0)作为坐标横轴，其与时间轴重合，同时，取电流跟踪误差作为纵轴，开关切换时刻由两跟踪电流斜直线轨迹的交汇点唯一确定。
理想情况下，当b1=δ1时，开关切换时间为tup，若电流跟踪误差偏离b1，变为b1′，则开关切换点tup′计算过程如下。
1)求理想情况下，正常电流跟踪误差增量Δδ。
2)由Δδ，kdn及同步周期T可推导出b2。
3)任取周期nT～(n+1)T，由kup和b1′及kdn和b2可分别决定该周期内的两斜直线iup和idn的方程。
式中：nT≤t≤(n+1)T。
令x=t-nT，则式(5)变为：
式中：0≤x≤T。
4)求两斜直线在周期nT～(n+1)T中的交点x即可得到开关切换时间点tup′。
同理可根据电流跟踪误差偏离情况，参照上述分析计算过程，求得其他周期相应的开关切换时刻。
1.2 同步周期内指令电流斜率k≠0工况分析
在单个同步周期T内，若k≠0，则周期内电流轨迹按斜率k的取值分4种情况，如图5所示。
以图5(a)为例，分析指令电流斜率对同步周期内开关切换时刻的影响。
1)保持跟踪电流上升斜率kup不变，当指令电流斜率k=k′>0时，为与k=0情况比较，以指令电流轨迹(k′>0)作为坐标横轴，旋转使其与时间轴重合，而以电流跟踪误差作为纵轴。此时，跟踪电流上升斜率为kup′=kup-k，表明在相同的时间段内，当指令电流斜率大于零时，上升电流跟踪误差较k=0时要小;参照同样的分析方法，跟踪电流下降斜率为kdn′=kdn-k，表明在相同的时间段内，下降电流跟踪误差较k=0时要大。具体开关切换时间的计算如式(9)和式(10)所示。
显然，计及指令电流斜率(k=k′>0)影响的开关切换时间tup′较tup有所延长，如图6所示。
进行上述动态调整的结果是确保跟踪电流绕指令电流上下对称波动，跟踪电流误差正负峰值相等，呈现零均值。
比较式(9)和式(10)与式(1)和式(2)，若令kup′=kup-k及kdn′=kdn-k，可推知此时式(9)和式(10)与式(1)和式(2)具有同一形式，其实质是将图6的坐标横轴由k=0水平线逆时针旋转到与k′>0斜直线重合，从而得到新的坐标平面方程，且新坐标平面下各电流轨迹与图3(a)一致。
2)指令电流斜率k=k′>0，而电流跟踪误差为不同值时，电流轨迹如图7所示。
以b1′为例，开关切换时间tup″的计算与1.1节中图4的情况相一致，任取周期nT～(n+1)T进行分析，参考式(9)和式(10)，该周期的开关切换时间计算如式(11)所示。
1.3 同步周期内开关切换时刻的统一计算方法
综合1.1节和1.2节所讨论的内容，可推导出周期nT～(n+1)T内开关切换时刻的统一计算方法，仍以图7所示电流轨迹为例，开关切换时刻的计算通式如(13)所示。
式中：kx′和ky′为计及指令电流斜率影响时的跟踪电流等效斜率;bx和by分别为斜率为kx′和ky′的两斜直线在本同步周期起始时间点nT处跟踪误差的大小;下标x和y表示的意义，需根据同步周期内电流轨迹的具体分布情况而定，对于同步周期内跟踪电流为先升后降的类型，x标记为up，指上升的斜直线，y标记为dn，指下降的斜直线，而对于同步周期内跟踪电流为先降后升的类型，则x标记为dn，指下降的斜直线，y标记为up，指上升的斜直线;当指令电流斜率k=k′>0，符号±取正号，而当指令电流斜率k=k′<0，符号±取负号。
在图7中，跟踪电流对应为先升后降的类型，且指令电流斜率k=k′>0，因此，应用式(13)来计算b1′点所对应的开关切换时刻时，式(13)中各变量的取值情况将与式(11)保持一致。
2 算法实现
参照式(13)，单相H桥式电压型PWM逆变器的恒频自适应控制算法实现流程见图8。在检测电流跟踪误差是否超限时，系统电流跟踪误差限值δmax一般由直流侧电压Ud、交流侧连接电抗值L、同步周期T来确定。设在一个同步周期内，指令电流近似不变或变化平缓，根据图1所示逆变器模型，忽略回路电阻，其跟踪电流斜率近似为±Ud/L，单个周期内电流跟踪误差限值可由下式计算。
式(15)表明，当直流侧电压Ud和同步周期T为某一固定值时，减少连接电感L，可减少电流跟踪误差，提高电流跟踪精度。
式(15)是计算电流跟踪误差限值的解析形式，在工程实现中，误差限值可由系统当前跟踪电流值、跟踪电流升降斜率及同步周期三要素来实时计算确定。
3 仿真及实验研究
参照图1，用MATLAB/Simulink软件建立系统仿真模型。模型参数为：同步周期T取50μs(对应频率为20kHz)，直流侧电压Ud取400V，交流侧连接电感L取3.5mH、等效电阻R取2Ω。
本文算法实施电流跟踪的稳、动态性能仿真结果见附录A图A1。可知，当指令电流发生突变后，电流跟踪过程可分为3个阶段：快速跟踪阶段(0.015 0～0.015 3 s)、调整阶段(0.015 3～0.015 5s)、稳定阶段(0.015 5s之后)。在快速跟踪阶段，停发触发脉冲，强迫跟踪电流朝指令电流变化方向快速跟踪;调整阶段指电流跟踪误差小于误差限值δmax时，将依据式(13)进行开关占空比的自适应调整，电流跟踪速度放慢，起微调、缓冲作用;稳定阶段指跟踪电流精准跟踪指令电流，各同步周期内，电流跟踪误差正负峰值相等。
为考察系统参数变化对算法控制性能的影响，在0.016 5s时将连接电抗值由5 mH突变为2.5mH，电流在该时段的具体响应见附录A图A1(d)。可知，当参数发生变化时，系统可自适应进行调整，调整的结果是使得电流跟踪误差带宽发生改变，根据式(15)可知，在其他参数保持不变的情况下，当L调小时，单周内系统电流跟踪误差限值δmax将增大，说明仿真结果与理论分析一致。
分别采用本文算法、普通滞环控制算法和周期采样控制算法对同一指令电流实施跟踪，结果见附录A图A2。其中，本文算法控制模型的直流侧电压取400V，交流侧连接电抗取2.5mH，时钟频率仍取20kHz;而普通滞环控制算法带宽取±1V，周期采样控制算法的采样频率与本文算法一致。
各算法实施跟踪的动态性能指标比较结果如表1所示。
结合表1和附录A图A2，从跟踪电流的频谱分析结果分析，本文算法的谐波分布集中于同步时钟频率20kHz处，其他两种算法频谱分布相对分散，且周期采样控制算法输出波形的总谐波畸变率(THD)值为15.15%，畸变最为严重;从控制精度考察，本文算法和普通滞环控制算法较周期采样控制算法的误差曲线明显光滑，表明前两种算法控制效果要好;从动态响应速度比较，普通滞环控制算法响应最快，仅需1.2ms左右便进入稳定。
进一步分析附录A图A2可知，在0.020 0～0.021 2s时间段内，本文算法与其他两种算法在应对突变指令电流的行为策略上是一致的，能够实现对指令电流的快速跟踪。值得提及的是：在进入稳定跟踪之前，为实现误差量在单个同步周期内的均摊，本文算法有一个自适应调整过程，这是为实现功率开关工作频率稳定所必须付出的代价，但从整体上来看，本文算法在保证开关频率基本恒定的同时，可有效减少跟踪电流的畸变，有利于减少开关损耗和后续滤波处理。
作为有效性验证手段，搭建单相H桥电路展开对本文算法的实验研究。实验条件如下：电源电压取220V，经整流得到输出可调的直流电压，带阻感负载，电感值为3.267mH，电阻选用可调电阻器实现，系统开关频率定为10kHZ。实验中，PWM触发脉冲的产生及本文算法完全基于DSP2812来实现，该型号数字信号处理器(DSP)工作主频为150MHz，其中系统数字/模拟(A/D)转换模块的时钟频率最快可达25MHz，意味着完成一次A/D转换仅需几十纳秒，是一款高性能的控制器;PWM触发脉冲的功率放大及IGBT逆变桥实现，选用上海嘉尚DR30A型变频器，其是带智能功率模块(IPM)的一体化IGBT集成模块;实验电参量的观察和数据记录分析选用TDS2004B数字示波器。
实验结果如图9所示，给定六脉波整流器的特征谐波电流信号，电流发生器按本文算法产生跟踪电流。图中：λ为触发脉冲。
可以看出，电流发生器输出的电流能快速跟踪指令电流的变化，并能保持开关频率基本恒定。
4 结语
电流发生器是各种变流装置的核心单元，电流跟踪控制算法对电流发生器的性能起决定作用。本文针对单相H桥电流跟踪过程中开关切换的行为特性，采用数学解析建模的方式，构建了恒频自适应控制算法，其核心思想是利用相邻周期内两次开关切换点处的电流跟踪误差，根据误差均摊的原则，预定下个控制周期开关切换时刻，产生开关频率恒定的自适应PWM信号，实现对指令电流的精准跟踪。显然，实施控制所需信息的检测精度，直接决定本文算法控制的效果。因此，在信号检测调理环节，尽量做到小失真、高精度;而算法实现环节，可考虑进行算法的鲁棒容错性设计，使得系统在强干扰背景下，具备对干扰的辨识和纠错能力，增进系统整体可靠性。
与普通滞环控制算法相比，本文算法开关频率相对稳定;而与周期采样控制算法相比，其在周期控制基础上进一步对开关占空比进行微调，从而实现对指令电流的快速、精准跟踪。综合仿真和实验研究的结果，均表明了本文算法在其工作频率范围内，对指令电流进行跟踪的有效性，而其全数字实现方式，可最大限度地减少整个系统电路设计工作的复杂性，有利于工程实践和拓展应用。
附录见本刊网络版(http：//aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。
摘要：针对电流发生器在电流跟踪过程中开关状态切换的行为特性,采用数学解析建模的方式,构建了恒频自适应控制算法。该算法利用相邻周期内两次开关切换点处的电流跟踪误差,根据误差均摊的原则,预定下个控制周期开关切换时刻,产生开关频率恒定的自适应脉宽调制信号,实现对指令电流的快速精确跟踪。通过建立仿真模型,研究了该算法在各种暂态条件下的动态响应性能,作为有效性验证手段,最后给出了新算法应用于单相电流发生器的仿真和实验研究结果。