时间间隔测量（共9篇）
时间间隔测量 篇1
0 引言
高精度时间间隔测量是由多学科、多技术领域交叉形成的一门专业技术,其中包含了数学、物理、材料、信号处理和电子电路等多方面内容。该技术广泛应用在工业、航空航天、大地测量、建筑测量、导航定位、高精度的授时及时间比对、频率源的测试及科学实验等领域[1,2]。现已成为军事通信和卫星定位等航空航天国防军事中不可或缺的关键技术。目前国内外常用的测量方法包括[3]:脉冲计数法、时间延展法、时间幅度转换法、游标法以及延迟线法。针对上述方法的优缺点,这里采用脉冲计数法与时间延展法相结合,考虑现场可编程门阵列的特点和实现的可能性,结合FPGA和DSP技术来设计时间间隔测量仪,具有测量范围大、测量精度高和开发周期短等优点。
1 测时原理
短时间间隔分为精测和粗测2部分进行测量。粗测部分采用脉冲计数法,即在待测时间T内用周期为T0的参考时钟进行填充,计数器记录T内填充的参考时钟整数周期数N,得到时间间隔NT0,其精度由参考时钟周期T0决定。但由于填充时钟与时间间隔边沿的相位关系有随机性,存在如图1所示的小于参考时钟周期的量化误差ΔT1和ΔT2。精测部分对量化误差采用时间扩展法进行时间延展插值测量[4],利用对电压的积分技术,将ΔT1和ΔT2扩宽K倍,再由脉冲计数法测量延展后的T1和T2,则可以在不增加参考时钟频率的情况下有效提高时间分辨力K倍。
2 系统设计方案
系统采用专用处理板与通用计算机的组成方案如图2所示。通用计算机可以设计友善的仪器使用界面和拥有较强的运算能力;专用处理板完成精密时间间隔测量,并对测量结果进行预处理。专用处理板和通用计算机采用PCI总线连接,板载高速DSP和FPGA分别实现测量控制、数据处理和时间间隔测量。
2.1 时间基准
高精度时间基准为时间间隔测量提供精确的时钟参考,其精度和稳定性将直接影响时间间隔测量的精确度[5]。本系统采用10 MHz的晶振作为时间间隔测量的时间基准。为获得较高精度的分辨率,利用FPGA内部的锁相环PLL将时钟参考频率倍频到100 MHz,作为时间间隔测量的时钟参考,并设计外接时间基准通道,用户可根据所需要的测量精度外接不同频率的时间基准。
2.2 信号预处理
测量部分的主要功能在开发板上实现,但输入信号不一定适合直接被FPGA处理,因此,需要设计一个信号预处理模块。信号预处理模块主要实现将信号转化成FPGA可接受的CMOS电平数字信号。
该模块主要包括数模转换、模拟比较器2部分,其框图如图3所示。用户可设置信号阈值并通过数模转换器转换为模拟信号,再将被测模拟信号与数模转换器的输出通过模拟比较器AD8561进行比较,滤除小于阈值电压的无效信号,通过比较将模拟信号转换成FPGA可接收的CMOS电平信号。其中阈值的设置采用电阻网络通过改变电阻阻值或电压基准来调节比较器的阈值电压,设计简单。
2.3 时间延展回路
实现对小于参考时钟周期的量化误差ΔT1和ΔT2的时间延展100倍,其结构如图4所示。利用输入信号控制计数器的开始和积分器对基准电压进行积分,积分后电压进行比较[6]。所选取的基准电压U1<U2,经过一定时间后UC1=UC2,比较器反转,计数器停止计数。
若起始电压值为0,则输出电压UC1和UC2可表示为:
当t=T时,两输出电压相等,UC1=UC2,则
若所选取两积分电路电容电阻相同,即R1=R2,C1=C2,电压积分时间可表示为:
由上式可见,只要选择合适的基准电压U1和U2,可将测量短时间间隔Δt转换为测量较长的时间间隔T。在相同2条支路中各因素的影响得以抵消,因此该结构对电源噪声、电容或电流的非线性都很不敏感。
2.4 FPGA设计
FPGA功能的设计实现是本系统的核心之一,其主要功能是锁存被测信号每个有效触发时刻的计数器计数值,提取小于参考时钟周期的量化误差ΔT1和ΔT2送入时间延展回路,以及对放大后的时间信号计数。
利用可编程逻辑器件开发软件QuartusII完成内部的编程实现。计数器的量程直接影响到短时间测量的范围,因此需要设计较大量程的计数器。8count是8位二进制同步计数器[7],本系统将2个8count进行级联,上一级的进位输出端接下一级的时钟输入端,组成一个16位的大量程计数器。又由于参考时钟频率为100 MHz,则16位计数器最大计数的时间范围为650 μs。待测时间波形和量化误差提取设计原理如图5所示,开始和终止脉冲分别作为D触发器的时钟输入,再经一个异或门形成待测时间间隔T。以待测时间T为D触发器的输入,参考时钟信号为时钟输入,由于D触发器是上升沿触发,则输出闸门信号。将T与闸门异或得到量化误差T′,波形图如图6所示。
2.5 DSP设计
采用TMS320C6000系列DSP芯片作为核心处理器,该系列DSP采用高级改进哈佛结构,有8个并行的处理单元,具有独立的程序和数据空间允许同时对程序指令和数据进行访问,提供了高度的并行性[8]。主要功能完成与计算机进行数据交互,及时读取数据,将数据发送出去。在本系统中串行数据直接转换成并行数据,然后经过地址译码将数据传入DSP芯片。同样,DSP发送给计算机的数据也是通过DSP的数据总线进入转换芯片转换成符合上位机串口通信的格式发送给上位机。另外DSP还作为系统工作的数据终端处理器,要实时监视系统测量情况、指令控制以及硬件电路的时序设置,其流程图如图7所示。
3 结束语
时间间隔测量系统设计方案基于DSP与FPGA技术,在粗测单元中用脉冲计数法保证时间测量的范围,精测单元中应用时间延展法提高测量的分辨率。该系统不仅测量范围大、精度高,而且具有集成度高、设计简单灵活和使用方便等优点。时间间隔测量系统理论测时范围为650 μs,测量的分辨率约为100 ps。
参考文献
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时间间隔测量 篇2
1、按时哺乳不适合新生宝宝：对于新生宝宝来说，时间观念是一种飘渺的东西，无论什么时候宝宝都会睡觉、哭闹、吃奶，很少玩耍，这让新爸妈们特别疲惫。以往为了减轻新爸妈们的负担，提倡对宝宝按时喂养，一般是每隔2―3小时喂奶一次，但通过新的科学研究发现，按时喂养的方式并不适合新生宝宝。现在提倡的喂养方式为按需哺乳，就是说不受喂奶时间和次数的限制，随饿随吃。
2、1―2个月后可改为按时哺乳：原则上母乳喂养是按需喂哺的，不过一般宝宝到了一定的月龄会自动形成大约三四小时吃一次奶的规律。
1―2个月后的宝宝，爸妈们可以把按需哺乳改为按时哺乳，这样可以让疲惫的爸妈得到一定的休息。例如上午6、9、12点，下午3、6、9点，夜间12点各喂一次奶，深夜就逐渐让宝宝习惯不吃奶，这样有利于妈妈和宝宝的夜间休息。3―5个月后，可改为3―4小时喂一次。半岁后可改为4―5小时喂一次，并养成夜间不喂奶的习惯。每次喂奶时间不宜太长，以15―20分钟为宜。这样有规律的喂奶有利于婴儿消化系统有规律地工作。
时间间隔测量 篇3
随着空间探测技术的发展,空间的等离子体成分探测显得越来越重要,尤其对现在正在进行的深空探测,如探月计划。而空间等离子成分探测最主要的方法就是飞行时间法,既通过测量粒子飞过一定距离所需要的时间来鉴别粒子成分。
目前,国外在等离子体成分探测方面技术已经很成熟,如1984年AMPTE/IRM上的超热离子电荷分析器[1];1996年FAST上的飞行时间法能量角质谱仪(TEAMS),Cluster Ⅱ上的离子成分和分布函数分析器(CODIF)。然而在国内,该技术还刚刚处于起步阶段,存在很多难点,其中最关键的就是:快电子学技术,也就是说如何用电子学的方法测量出起始脉冲和停止脉冲之间的时间间隔,既粒子的飞行时间,约为纳秒量级,将是整个等离子成分探测器的关键。也是目前国内离子成分探测中所面临的难题,为了能够探索出一种测量这种纳秒量级时间间隔的方法,首先必须模拟出来这种纳秒量级的时间信号,从而找出一种测量该时间间隔的最好方法。本文将主要研究基于飞行时间法的纳秒量级时间间隔测量技术。
2 设计原理及系统组成
纳秒量级时间间隔测量系统由CPU模块、时间间隔测量模块、数据传输模块三部分组成,其逻辑框图如图1所示。
其中CPU模块主要功能是模拟纳秒量级脉冲信号、接收时间间隔测量模块的数据、FIFO缓存、发送数据到数据传输模块、控制数据传输模块的时序,是整个测量系统的前提和控制中心。时间间隔测量模块主要用来测量纳秒量级的时间间隔,同时把时间信号转换为数字信号。数据传输模块接收数据,并进行数据处理,同时将数据传输到PC机。PC机用来存储数据,同时发送指令到数据传输模块。
2.1 CPU模块
该模块主要是由FPGA芯片、电源转换电路、时钟模块及配置电路组成。其中最主要的部分为FPGA芯片,它是整个CPU模块的核心。
CPU模块的主要功能:
(1) 模拟纳秒量级脉冲信号[2]。利用现有的技术方法模拟出来,时间间隔为纳秒量级的脉冲信号,为验证后续测量系统做准备。
(2) 接收时间间隔测量模块的数据,将时间间隔测量模块数据存储到内部FIFO。
(3) FIFO缓存、发送数据到数据传输模块。利用FPGA内部的逻辑门,通过编程实现2个4 kB的FIFO,用于缓存数据,同时将数据发送到数据传输模块。
(4) 控制测量模块和数据传输模块的时序。作为整个测量系统的控制中心,为后续的测量模块和数据传输模块提供时序控制和读、写方式等。
其中模拟纳秒量级脉冲信号是整个CPU模块的关键,在本系统中,通过选用了Xilinx公司Virtex-2系列FPGA,利用其内部的DCM(数字时钟管理器,Digital Clock Manager)模块将时钟信号倍频到300 MHz左右,通过计数的方法来产生起始脉冲和停止脉冲,从而产生纳秒量级的时间间隔信号。
2.2 时间间隔测量模块
时间间隔测量系统是整个电子学系统的关键。它的性能的好坏直接决定着时间间隔测量系统的精度。本测量方案选用了德国ACAM公司的高精度时间间隔测量芯片TDC-GP1。
该芯片采用44引脚TQFP封装,具有TDC测量单元、16位算术逻辑单元、RLC测量单元及与8位处理器的接口单元4个主要功能模块。其性能指标如下[3]:
① 双通道,250 ps的分辨率或者单通道125 ps的分辨率。
② 每个通道可进行四次采样,排序则可达8次采样。
③ 两个通道的分辨率完全相同,双脉冲分辨率大约为15 ns。
④ 有两个测量范围:3 ns～7.6 μs;60 ns～200 ms(有前置配器,只使用于单通道)。
⑤ 双通道的8个事件可以一个一个的任意测量,没有最小时间间隔限制。
⑥ 分辨率调整模式:通过软件对分辨率进行石英准确性调整。
⑦ 有四个端口用来测量电阻、电容和电感。测量输入的边缘灵敏性是可调的。
⑧ 有效的内置16位运算器,测量结果可以被校准或者乘以一个24位的整数。
⑨ 运算器用于计算的时间是独立于外部时钟的,整个校准和乘法的时间大约为4 μs。
⑩ 内部最多可存储4个校准值或者8个非校准测量值。
校准和控制时钟频率为500 kHz～35 MHz(高于100 MHz将用到内部的前置配器)。
工业温度范围为-40～+85 ℃;工作电压:2.7～5.5 V;低功耗,可用电池驱动。
TDC-GP1提供了三种测量方式供用户选择,其具体参数和时序逻辑如下所示:
(1) 测量范围一
GP1提供了两个测量通道,每个通道的分辨率是250 ps,它基本的测量范围是15位。两个通道具有完全相同的分辨率,共用一个START信号和至多四个独立的STOP输入信号进行比较,最小时限为15 ns。START和STOP信号必须持续2.5 ns以上,否则芯片无法辨识。STOP信号之间可进行相互的比较,无最小时限。量程为3 ns～7.6 μs。两个通道可进行排序,这样可使1通道允许8个脉冲输入,但通道2的STOP 输入被忽略。测量时序如图2所示。
(2) 测量范围二
为进行大量程时间测量,芯片引入了一个16 位的前置配器。该模式下芯片只有通道1可用,正常精度模式下允许4个脉冲输入。STOP 信号之间不能相互比较,仅STOP与STSRT信号可进行比较。最大量程60 ns～200 ms。测量时序如图3所示。
其测量原理如下:输入START信号芯片内部迅速测量出这个信号与下一个校准时钟上升沿的时差tPC1,之后计数器开始工作,得到此前置配器的工作周期数period。这时重新激活芯片内部测量单元,测量出输入的STOP信号的第一个脉冲上升沿与下一个校准时钟上升沿的时差tPC2,tPC3是STOP信号的第二个脉冲上升沿与校准时钟上升沿的时差。tcal1十一个校准时钟周期,tcal2是两个校准时钟周期。根据图6可以得出START信号与STOP信号第一个脉冲的时间间隔为:
undefined
cc表示前置配器的计数值。
(3) 精度可调整模式
在此模式下两通道数值有非常精确的校准环路,精度可以通过程序中的设置来调整,精度可调整模式不需要START信号。因此最多只能通过通道1和通道2共引入8个STOP输入,此时任意两个STOP信号均可以进行比较,量程为3 ns～3.8 μs,但芯片耗电量比较大,大约为25 mA。其测量时序如图4所示。
上述三种测量方式,各自都有自己的特点,适用于不同的条件,测量的分辨率也有很大不同。在具体应用中,可以根据所测等离子体的能量范围和通道个数以及所要求的分辨率,来具体的选择适用哪种模式。
在该测量系统中,需要两个通道同时测量,而且需要大量程测量,所以选择测量范围一,具体的寄存器配置如下:Reg0:0x48;Reg1:0x4B;Reg2:0x01;Reg3:0xXX;Reg4:0x40;Reg5:0xXX;Reg6:0x02;Reg7:0x01;Reg8:0x00;Reg9:0x00;Reg10:0x80。
2.3 数据传输模块
该模块主要包括USB2.0控制器(Cy7c68013-128)、PC机,以及驱动和固件程序等。在整个测量系统中,为了更好的与PC机进行通信,并获得很快的数据传输的速度,最终选用USB接口(Universal Serial Bus),它是一种新的接口标准,有很多优点如即插即用、支持热插拔、传输速度快、可通过扩展连接多达127个 USB 设备等。
本设计选用的是Cypress公司的EZ-USBFX2系列芯片中的CY7C68013,这是一种带USB接口的单片机芯片,虽然采用低价的8051单片机,但仍然能获得很高的速度。它包括一个8051处理器、一个串行接口引擎(SIE)、一个USB收发器、一个8.5 kB片上RAM、一个4 kB FIFO存储器及一个通用可编程接口(GPIF)。
通过系统软件的设计就能实现数据的传输,包括固件、应用程序和驱动程序的设计。
3 实验结果
通过实验证明,该测量系统能测量出时间间隔范围为3.5 ns～7.2 μs,分辨率能达到500 ps。测量误差在2%左右,其中时间间隔越短,误差越大。部分实验结果如表1所示。
4 主要问题
由于整个电路系统产生和测量的是纳秒量级的脉冲信号,对于如此高频率的信号,很容易受外部信号的干扰,因此在电路板的制作过程中,如何来屏蔽外部干扰信号,提高抗干扰能力,目前是一个急需解决的问题,这对整个测量系统的准确性有着非常重要的意义。另一个问题就是整个测量系统的核心器件TDC-GP1的温度范围只有-40～+85 ℃,是否能够经受得起恶劣的空间环境考验,只有通过老化实验和环境模拟试验验证,才能进一步应用到空间探测中。
5 结 语
通过实验证明,该测量系统测量范围为3.5 ns～7.2 μs,测量误差在允许范围之内,其主要性能指标能满足测量要求,具有一定的实用价值。由于电路中有纳秒量级的高频信号,因此在后续的电路设计中,将进一步提高抗干扰能力。以满足我国深空探测中等离子成分探测的需要。
参考文献
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后浇带混凝土浇筑时间间隔 篇4
后浇带是为了防止建筑物的不均匀沉降或大面积砼的膨胀收缩产生裂缝而设置的，一般设计会有说明浇筑时间.如无说明应当征求设计意见.一般规定是建筑物主体结构完成后28天方可浇筑施工，这一点主要考虑了建筑物的沉降. 是在建筑施工中为防止现浇钢筋混凝土结构由于温度、收缩不均可能产生的有害裂缝，按照设计或施工规范要求，在基础底板、墙、梁相应位置留设临时施工缝，将结构暂时划分为若干部分，经过构件内部收缩，在若干时间后再浇捣该施工缝混凝土，将结构连成整体。后浇带的浇筑时间宜选择气温较低时，可用浇筑水泥或水泥中掺微量铝粉的混凝土，其强度等级应比构件强度高一级，防止新老混凝土之间出现裂缝，造成薄弱部位。设置后浇带的部位还应该考虑模板等措施不同的消耗因素。
3.为防止因建筑面积过大，结构因温度变化，砼收缩开裂而设置的后浇施工缝为伸缩后浇带。 后浇带的设计要求
现设计院设计的后浇带施工图不尽相同，现行规范“高层建筑混凝土结构技术规程”
（JGJ3-）、“地下工程防水技术规范”（GB50108-）及不同版本的建筑结构构造图集中，对后浇带的构造要求都有详细的规定。由于这些规范、标准是由不同的专家组编写，其内容和要求有所不同，各有偏重，不可避免地存在一些差异。
（1）后浇带的留置宽度一般700-1000mm，现常见的有800mm、1000mm、1200mm三种。
（2）后浇带的接缝形式有平直缝、阶梯缝、槽口缝和X形缝四种形式。
（3）后浇带内的钢筋，有全断开再搭接，有不断开另设附加筋的规定。
（4）后浇带砼的补浇时间，有的`规定不少于14天，有的规定不少于42天，有的规定不少于60天，有的规定封顶后28天。高层建筑混凝土结构技术规程”（JGJ3-2002规定是14天，60天。），混凝土结构构造手册第三版中国建筑工业出版社规定是28天。
（5）后浇带的砼配制及强度，有的要求原砼提高一级强度等级，也有的要求用同等级或提高一级的无收缩砼浇筑。
（6）养护时间规定不一致，有7天、14天或28天等几种时间要求。
上述差异的存在给施工带来诸多不便，有很大的可伸缩性，所以只有认真理解各专业的规范的不同和根据本工程的特点、性质，灵活可靠地应用规范规定，才能有效地保证工程质量。
编辑本段后浇带接缝处的处理
（1）应根据墙板厚度的实际情况决定，一般厚度300mm的墙板可做成阶梯缝或上下对称坡口形；对厚度>600mm的墙可做成凹形或多边凹形的断面。
（2）钢筋是保持原状还是断开，这要由后浇带的类型来决定。沉降后浇带的钢筋应贯通，伸缩后浇带钢筋应断开，梁板结构的板筋应断开，但梁筋贯通，若钢筋不断开，钢筋附近的砼收缩将受到较大制约，产生拉应力开裂，从而降低了结构抵抗温度应力的能力。不同断面上的后浇带应曲折连通。
（3）后浇带砼浇筑，一般应使用无收缩砼浇筑，可以采用膨胀水泥也可采用掺和膨胀剂与普通水泥拌制。砼的强度至少同原浇筑砼相同或提高一个级别。
（4）施工质量控制，后浇带的连接形式必须按照施工图设计进行，支模必须用堵头板或钢筋网，接缝接口形式在板上装凸条。浇筑砼前对缝内要认真清理、剔凿、冲刷，移位的钢筋要复位，砼一定要振捣密实，尤其是地下室底板更应认真处理，提高其自身防水能力。1）后浇带处第一次浇筑留设后，应采取保护性措施，顶部覆盖，围栏保护，防止缝内进入垃圾、钢筋污染、踩踏变形，给清理带来困难。
（5）后浇带两侧的梁板与未补浇砼前长期处于悬臂状态，所以在未补浇前两侧模板支撑不能拆除，在后浇带浇筑后砼强度达85%以上一同拆除，砼浇筑后注意保护，观察记录，及时养护。 编辑本段后浇带的设置
一是
JGJ3－2002《高层建筑混凝土结构技术规程》12.1.10条规定，当采用刚性防水方案时，同一建筑的基础应避免设置变形缝。可沿基础长度每隔30～40m 留一道贯通顶板、底板及墙板的施工后浇缝，缝宽不宜小于800mm，且宜设置在柱距3 等分的中间范围内。后浇缝处底板及外墙宜采用附加防水层；后浇缝混凝土宜在其两侧混凝土浇灌完毕2 个月后再进行浇灌，其强度等级应提高一级，且宜采用早强、补偿收缩的混凝土。
二是
JGJ6－99《高层建筑箱形与筏形基础技术规范》6.6.2条规定，基础长度超过40m 时，宜设置施工缝，缝宽不宜小于80cm.在施工缝处，钢筋必须贯通。6.6.3 条规定，当主楼与裙房采用整体基础，且主楼基础与裙房基础之间采用后浇带时，后浇带的处理方法应与施工缝相同。 三是
GB50010－2002《混凝土结构设计规范》9.1.3条规定，如有充分依据和可靠措施，本规范表中的伸缩缝最大间距可适当增大，混凝土浇筑采用后浇带分段施工。
四是
GB50007－2002《建筑地基基础设计规范》8.4.15条规定，对高层建筑筏形基础与裙房基础之间的构造应符合下列要求：当高层建筑与相连的裙房之间不设置沉降缝时，宜在裙房一侧设置后浇带，后浇带的位置宜设在距主楼边柱的第2 跨内；后浇带混凝土宜根据实测沉降值并计算后期沉降差能满足设计要求后方可进行浇注。
五是
GB50108－2001《地下工程防水技术规范》5.2.1条规定，后浇带应设在受力和变形较小的部位，间距宜为30~60m，宽度宜为700~1 000mm.5.2.2 条规定，后浇带可做成平直缝，结构主筋不宜在缝中断开，如必须断开，则主筋搭接长度应大于45 倍主筋直径，并应按设计要求加设附加钢筋。5.2.4 条对后浇带的施工规定如下：后浇带应在其两侧混凝土龄期达到42d 后再施工，但高层建筑的后浇带应在结构顶板浇筑混凝土14d 后进行；后浇带混凝土的养护时间不得少于28d. 1 、后浇带的设置应遵循“抗放兼备,以放为主”的设计原则。因为普通混凝土存在开裂问题,设置后浇缝的目的就是将大部分的约束应力释放,然后用膨胀混凝土填缝以抗衡残余应力。 2 、结构设计中由于考虑沉降原因而设计的后浇带,在施工中应严格按设计图纸留设;由于施工原因而需要设置后浇带时,应视工程具体情况而定,留设的位置应经设计单位认可。
3、后浇带的间距应合理,矩形构筑物后浇带间距一般可设为30～40m,后浇带的宽度应考虑便于施工操作,并按结构构造要求而定,一般宽度以700 ～1000mm为宜。
4、浇带处的梁板受力钢筋必须贯通,不许断开。如果梁、板跨度不大,可一次配足钢筋;如果跨度较大,可按规定断开,在补齐混凝土前焊接好。
5 、后浇带在未浇注混凝土前不能将部分模板、支柱拆除,否则会导致梁板形成悬臂造成变形;施工后浇带的位置宜选在结构受力较小的部位,一般在梁、板的反弯点附近,此位置弯矩不大,剪力也不大;也可选在梁、板的中部,该位置虽弯矩大,但剪力很小。
6 、后浇带的断面形式应考虑浇注混凝土后连接牢固,一般应避免留直缝。对于板,可留斜缝;对于梁及基础,可留企口缝,可根据结构断面情况确定。
7、混凝土浇筑和振捣过程中,应特别注意分层浇筑厚度和振捣器距钢丝网模板的距离。为防止混凝土振捣中水泥浆流失严重,应限制振捣器与模板的距离,为保证混凝土密实,垂直施工缝处应采用钢钎捣实。
8、浇筑结构混凝土后垂直施工缝的处理 对采用钢丝网模板的垂直施工缝,当混凝土达到初凝时,用压力水冲洗,清除浮浆、碎片并使冲洗部位露出骨料,同时将钢丝网片冲洗干净。混凝土终凝后将钢丝网拆除,立即用高压水再次冲洗施工缝表面;在后浇带混凝土浇筑前应清理表面。
9、后浇带混凝土浇筑 不同类型后浇带混凝土的浇筑时间不同:伸缩后浇带视先浇部分混凝土的收缩完成情况而定,一般为施工后60d;沉降后浇带宜在建筑物基本完成沉降后进行。在一些工程中,设计单位对后浇带的保留时间有特殊要求,应按设计要求进行浇筑后浇带混凝土;后浇带混凝土必须采用无收缩混凝土可采用膨胀水泥配制,也可采用添加具有膨胀作用的外加剂和普通水泥配制,混凝土的强度应提高一个等级,其配合比通过试验确定。
时间间隔测量 篇5
在电子电路中，通常采用对一个高稳定度的时标信号计数的方法实现高精度的时间间隔测量。如果时标信号采用高稳定石英晶体振荡器或原子频率标准产生，在测量一个足够长的时间间隔(如1秒)时，其测量精度取决于时标信号的准确度，可以达到1×10-8的量级甚至更高。但如果精确测量一个很小的时间间隔(如10微秒)，却很难达到如此高的精度。不论是硬件计数器芯片还是单片机，采用计数法测量时间间隔的分辨率最小也不能小于一个时钟周期，这在数字测量中称为量化误差。由于高稳定度时标信号的工作频率的限制，时间间隔测量的分辨率通常只能达到0.1μs的量级。本文阐述的模拟内插测时法是一种应用恒流电源对电容充放电的方法来实现对不足一个时钟周期的时间间隔进行模拟内插测量，应用时钟信号进行同步控制并结合对时钟周期的计数的方法测量两个脉冲之间的时间间隔的测量方法。可以达到纳秒级测量精度，在最大程度上消除量化误差。
1 测量原理
1.1 计数法测量时间间隔的工作原理[1]
如图一所示，是一个常见的时间间隔测量电路的时序图，被测信号与时钟通常是不同步的。采用计数法进行时间间隔测量时，计数器实际得到的测量时间是t0，与实际信号时间间隔t是有差异的。如果时标信号频率为10MHz，则测量误差可能达到0.1μs。
1.2 模拟内插法测量时间间隔的工作原理
采用模拟内插法就是要实现计数器实际得到的测量时间t0与实际信号时间间隔t之间差异的测量。由图一可知，t=t0+t1-t2。
采用模拟内插法测量时间间隔的电路主要由一个主计数器、两个副计数器和两个模拟内插单元组成，其组成框图如图二所示。
根据图一的原理，主计数器采用计数法对实际信号时间间隔t进行测量，测得时间间隔t0。由于主计数器与时标信号同步工作，因此所测得时间间隔t0的误差只依赖于时标准确度。
主计数器测得值t0与被测时间间隔t的差异(t1和t2)由两个模拟内插单元和副计数器实现测量。如图三所示，模拟内插单元由10mA和10μA两个恒流电源、积分电容、电压比较器、高速电子开关及相应的高速控制门组成。
该电路在信号有效间隔(t1和t2)内以10mA的恒定电流对积分电容放电，在有效时间间隔结束后10μA恒定电流对积分电容充电到控制阀值，从而得到信号时间间隔t1扩展1000倍的信号T1。其测量原理及时序如图四所示。
副计数器也以与主计数器相同的时标对扩展信号的时间间隔T1进行计数，从而间接实现对时间间隔t1的测量。当时标为10MHz时，理论上对时间间隔t1的测量分辨率可以达到0.1ns。
此时，通过嵌入式计算机系统对主、副计数器的计数进行读取和计算，就可以得到实际信号的时间
间隔t，可知：
式(1)中：T1、T2为时间间隔，t1和t2为扩展后的计数;n1、n2为两个时间扩展单元的扩展倍率，均约为1000。
2 测量电路实现中存在的关键技术问题
采用以上原理实现的纳秒级精度时间间隔测量电路的测量准确度主要受以下关键技术问题的影响：
2.1 模拟内插单元的倍率
由于测量时间间隔t1和t2由两路不同的模拟内插时间扩展单元进行测量，其扩展倍率虽然均约为1000倍，但实际倍率均不可能完全一致，如不经过调整，该扩展倍率的差异可能达到10%或更高。为解决这一问题，必须使用一个标准信号对其进行校准。为方便在电路实现上，笔者通常使用一个时标周期(对于时标为10MHz时，该时间间隔为0.1μs)作为标准信号来对模拟内插单元时间扩展倍率进行校准和调整。在嵌入式计算机系统的辅助下，该扩展倍率的差异调整到0.2%，但考虑到元器件的长期稳定性及噪声影响，一般控制在1%以内，其对应的时间测量误差为0.5—1.5ns。
2.2 模拟内插单元停止信号的选择
模拟内插时间扩展单元测量时间间隔t1和t2时，其启动信号为时间间隔信号t的两个脉冲，而停止信号则在时标沿上选择，使其严格与时标同步。该停止信号必定不能选择为时间间隔信号t到来后的第一个时标沿，因为此时模拟内插单元需测量的时间间隔为0—100ns。由于高速门控及触发电路具有一定的延时，当所测量的时间间隔小于该延时时间时，测量电路将发生逻辑错误，并产生一个时标周期的测量误差。
经笔者的实际工作经验发现，选择主计数器有效沿后紧接的时标沿较为理想。此时，模拟内插单元需测量的时间间隔为50—150ns，而校准模拟内插单元的时标信号为100ns，是其中值，在只校准一个时标点的情况下，有利于消除模拟内插单元的非线性，对经校正的模拟扩展电路的工作动态范围要求较低，在外部特征上表现出模拟内插电路工作稳定，扩展倍率稳定性较高。
2.3 测量电路的总延时
时间间隔信号是由两个独立通道分别测量的，测量电路的前级控制门的总延时直接影响测量精度。笔者使用超高速的ECL电路来实现前级门控制功能。ECL电路的单门时延约为0.1ns，不同通道的测量控制门电路的延时差异可以控制在±1ns以内。如果使用其他更低速的数字电路，则门控延时的影响将是一个不可忽略的技术问题。
3 测量不确定度评估[2]
3.1 数学模型
根据前述的测量原理，以测量100μs的时间间隔信号为例进行测量不确定度分析。考虑到测量电路的延时，所测量的时间间隔有：
式(2)中，t为被测时间间隔，t0为主计数器的测得值，n1为启动通道时间扩展倍数，n2为停止通道时间扩展倍数，T1为启动通道扩展信号测得值，T2为停止通道扩展信号测得值，△t为启动和停止通道的时延差(约为±1ns)。
假设各影响量相互独立，用差分法：
3.2 不确定度分量分析
(1)主计数器的测量偏差δ(t0)
由于与时标同步测量不产生量化误差，主要由时间标准的准确度引起，假设所使用的时标准确度为1×10-8，则u(t0)=δ(t0)=1×10-8T。T=100μs，则u(t0)=1×10-8×100us=1×10-3ns，可以忽略。
(2)开启通道扩展时间信号偏差δ(t1)
主要由T1测量量化误差所引起，对于10MHz时标，为±0.1μs。用均匀分布估算，则
(4)停止通道扩展时间信号偏差δ(T2)按u(T1)方法同样估算，则u(T2)=u(T1)=58ns。
其分布范围-1ns～+1ns，用均匀分布估算，则
3.3 合成标准不确定度
式(4)中，n1、n2取1000,T1、T2取100μs，得：
3.4 扩展不确定度
采用简单法，取k=2，则扩展不确定度
4 结束语
通过上文论述可知，模拟内插法测量时间间隔是计数法时间间隔测量原理的扩展，既保留了计数法可以利用高稳定度的时标信号来实现高精度时间间隔测量的优势，又能将测量分辨率和测量不确定度提高到纳秒量级，虽然测试电路较为复杂，但在要求高精度时间测量的领域仍然有很大的实用价值。采用这种方法，其能测量的最小时间间隔应大于一个时标周期，因此对于小于100 ns的时间间隔测量无能为力，限制了该方法的使用领域。
参考文献
[1]国防科工委科技与质量司.时间频率计量[M].北京:原子能出版社,2002.
时间间隔测量 篇6
时间间隔在很多领域有着广泛的应用。高精度的时间间隔测量技术, 尤其是皮秒量级的测量技术尤为重要, 在原子物理、天文实验、激光测距、定位定时、航天遥测遥控、自动检测设备以及数字通信中的角度调制信号解调和数字示波器等领域有着广泛的应用。本文目的是提高磁致伸缩位移传感器的精度, 对于通过测量时间来计算位移原理的位移传感器, 时间间隔测量的准确性决定了磁致伸缩位移传感器的精度。本文介绍了ACAM公司产生的第二代TDC-GP2芯片, 详细叙述了基于TDC-GP2芯片的时间间隔测量方法及硬件结构设计, 为解决短时间间隔高精度测量提供了一种实际可行的方法。
1 TDC-GP2工作原理及功能
ACAM公司产生的第二代TDC-GP2芯片是一种新的时间数字转换 (TDC) 芯片, 它利用门电路的传输延迟完成时间信号的数字化转换。图1表示芯片内部完成时间数字转换的原理结构, 该结构主要由一个非门组成的循环传输门电路组成, 利用严格的内部门电路布线方式, 保证信号经过每个门电路的延迟相同。当信号通过整个门电路时, 转换部分可以精确地记下信号通过门电路的个数, 完成时间信号的数字化, 芯片能获得的最高时间测量精度由信号通过单个门电路的延迟决定。转换单元由开始信号触发, 停止信号锁定转换结果, 循环值存储器和粗值计数器记录开始信号和停止信号之间的时间间隔, 数据预处理过程完成时间信息的数据化处理。
门电路的特性容易受到温度和电压变化等外部环境的影响, 给时间测量结果带来误差。为了降低环境因素的影响, TDC-GP2提供了一种校准测量方法, 来补偿由温度和电压变化而引起的误差。
TDC-GP2提供2种主要的测量方式, 对应不同的测量范围和测量精度。第一种方式的测量范围为0~1.8μs, 典型分辨率为65 ps, 提供双通道测量选择;第二种方式的测量范围大于第一种方式, 在2倍参考时钟周期到4 ms之间, 但只提供单通道的测量能力。TDC-GP2工作时需要一个外部参考时钟驱动内部的计算和处理单元, 参考时钟的范围限制在10 MHz以内, 默认选择为4 MHz。当参考时钟为4 MHz时, 第二种方式的测量范围为500 ns~4 ms。TDC-GP2提供简单的4线SPI接口和外部微控制器连接, 简化接口关系, 其最大传输速率为10 Mbps。
图2为时间测量示意图, 用户A时间信号表示外部信号, 参考时钟为用户B的时钟信号, 中间时间信号由用户B根据参考时钟产生, 时间差值由TIME1和TIME22部分组成, TIME1的测量值小于一个参考时钟周期, TIME2的测量值为整数倍的时钟周期。将用户时间信号和中间时间信号分别作为TDC-GP2的启动信号和停止信号, 采用第一种工作方式测量计算出TIME1。将中间时间信号和用户B时间信号分别作为脉冲计数电路的启动和停止信号测得TIME2, 将这2个时间值经过合并得到精确的时间差。
非校准结果计算这种方式可直接读取转换寄存器的值, 将对应的数据值乘以65 ps, 则得到非校准的时间测量值。
校准测量计算这种方式的目的在于消除芯片由于电压和温度等环境因素变化带来的测量误差。TDC-GP2通过测量门电路的传输延迟计算时间间隔, 在电路芯片内部, 传输延迟受当前温度和工作电压的影响, 测量芯片会将周围环境相关的因素引入测量结果。温度、电压等变化的随机性, 带来测量结果的随机性, 并且不具有重复性和结果重现性, 不能准确得到实际的时间间隔值。为保证不同环境条件下对同一个值的多次测量得到同样的测量结果, 必须对测量结果进行某种校准计算, TDC-GP2的校准计算采用在对外部脉冲测量的同时测量一个已知的时间间隔, 测量完成后根据高稳定时间值的测量结果, 对外部测量结果与已知时间间隔的测量值进行比对, 消除因为温度和电压变化而带来的误差。TDC-GP2的校准测量要求芯片由一个外部相对稳定的时钟信号, 校准测量时TDC-GP2测量参考时钟的一个和两个参考时钟信号来获得校准基准值。测量过程如图3所示, Cal1和Cal2分别表示用来进行校准的一个和两个时钟周期的测量结果。
校准测量同样是在TDC-GP2的测量有效范围内进行。为保证整个校准过程的TDC-GP2时钟保持在有效的测量范围内, 防止TDC-GP2计算结果溢出, 参考时钟的2倍时钟周期必须大于最大的外部测量脉冲间隔, 并小于测量模式的测量范围即1.81μs。校准测量采用图4所示的数学计算模型来计算。
Tref—参考时钟周期Cal1、Cal2—参考时钟的1倍和2倍时钟周期计数值REGX—测量外部脉冲间隔的延迟时间计数值Time—对应外部脉冲间隔的校准时间测量值
根据图4模型, 有下面公式:REGX/Time= (Cal2-Cal1) / (2Tref-Tref) , 则校准时间测量值:Time=REGX×Tref/ (Cal2-Cal1) 。
2 基于TDC-GP2的时间间隔测量模块硬件电路设计
图5是基于TDC-GP2的时间间隔测量模块硬件外围电路原理图, 在TDC-GP2的应用中需要2个石英晶振, 4 MHz和32.768 k Hz, 分别以图5所示方式接入电路中。
由于门电路延时受温度和电压的影响, 因此4 MHz晶振是为了校准而设置的一个基准。当使用陶瓷晶振时, 由于其频率的误差非常大, 所以需要在测量时用32.768 kHz的晶振对高速晶振进行校准。若选用温度稳定性非常高的石英晶振, 在测量时就不用对高速晶振进行校准, 因为这种晶振能够完全满足系统测量的要求。该系统使用C8051F340单片机作为系统控制器。其中EN_Start、EN_Stop1分别为TDC-GP2的Start、Stop1的使能控制端, 连接至C8051F340的I/O口 (图5) 。INTN为TDC-GP2的中断信号输出, RSTN为TDC-GP2的复位信号输入。TDC-GP2的SPI口 (图5中SSN、SCK、SI、SO端) 与C8051F340的I/O口直接相连, 进行数据通信。在本系统中, Start信号是由单片机I/O口产生, 并用来触发TDC-GP2的启动测量。
3 结语
本文主要研究了磁致伸缩位移传感器的测量原理, 比较分析各种时间测量的优缺点, 最终确定了基于TDC-GP2芯片的时间测量方案。提出了利用TDC-GP2芯片进行硬件电路设计的方法, 如果合理设置该芯片, 就可以实现所需要的软件功能。
参考文献
[1]肖亮, 陶学恒.磁致伸缩液位仪的应用研究[J].机电产品开发与创新, 2005 (5)
收蚁间隔时间对专业化共育的影响 篇7
可见, 小蚕共育产业化趋向越来越明显。小蚕共育产业化, 一方面提高了小蚕共育室的活力, 另一方面又产生了许多新的问题。叶质是比较突出的问题之一。专业化生产后, 共育室不再饲养大蚕, 桑园生产的桑叶全部用于共育小蚕, 但由于桑叶的生长发育与小蚕生长发育不同步, 普遍存在叶质偏老的现象, 使小蚕生长发育减缓, 蚕体小, 体质弱, 入眠迟, 入眠慢。通过在专业化共育中不同收蚁间隔时间观察, 可了解叶子生长状况及其对小蚕发育的影响, 为生产提供指导。
1 材料与方法
1.1 时间、品种和地点
生产观察时间是2007年5月2日至30日, 在本站的新望小蚕共育室进行。桑品种为两年生桂桑优62号, 蚕品种为邕宁蚕种场生产的两广二号。
1.2 生产观察设计
1.2.1 收蚁间隔时间。
收蚁间隔时间设计以大蚕户生产周期为主要依据。大蚕户一造的生产周期为15~18天 (含上蔟售茧消毒时间) , 因此, 设6d、8d、15d三个收蚁间隔时间处理。
1.2.2 批次及收蚁量安排。
6d、8d、15d三个处理分别收蚁4批、3批、2批。各批收蚁量以用完当批应采桑叶量为依据。
1.2.3 桑园确定。
选择共育室自有成片桑园, 按生产性能基本一致的原则分为三份, 每份桑园的桑叶固定饲养一个处理的小蚕, 6d处理、8d处理、15d处理桑园面积分别为0.341公顷、0.337公顷、0.33公顷。
1.2.4 小蚕饲养采用箱式一日两回育省力化共育技术。
1.3 生产观察调查项目与方法
1.3.1 采叶位与用叶量。
收蚁前, 抽取100条枝条调查当批可用叶片数, 测定当批应采桑叶产量, 确定收蚁张数。收蚁采叶位定为4叶位, 各龄用叶从1龄起自上而下采摘, 直至满足当批用叶, 采摘时记录采叶位, 称量记录每龄用叶量。
1.3.2 入眠整齐度。
观察记录各龄始眠时间和眠定时间, 以始眠至眠定时间长短判定入眠整齐度。始眠至眠定时间小于5小时评价为齐一, 5至7小时评价为基本齐一, 7小时以上评价为不齐一。
1.3.3 起蚕体重。
各龄起蚕饷食前, 取100条起眠蚕用天平秤称量并记录各龄起蚕体重。
1.3.4 发育经过。
观察并记录各龄饷食 (收蚁) 和眠定时间, 推算各龄发育经过时间。
2 结果与分析
2.1 不同收蚁间隔时间对采叶位的影响
对小蚕而言, 叶位是叶子老嫩的重要参考指标。表1为各处理各龄所采叶位观察记录结果。从结果可见:以用完预定面积应采桑叶量为原则确定各批收蚁量后, 各处理的1龄采叶位一致, 桑叶老嫩适中, 叶质达到1龄小蚕生长要求;间隔6d、8d处理2龄采叶位符合叶位要求, 叶质达到2龄小蚕生长要求, 15d处理2龄采叶位提高, 叶质基本达到2龄小蚕生长要求;6d、8d处理3龄采叶位偏大, 叶质偏老且老嫩不一, 已达不到3龄小蚕生长要求, 15d处理3龄采叶位过低, 叶质明显过老。
注:试验时间2007年5月。
2.2 不同收蚁间隔时间及不同采叶位对用叶量的影响
在同等蚁量同等饲养条件下, 叶质好用叶量则少;反之则多。对各处理的各批各龄用叶量进行统计, 结果如下表2。结果表明:6d、8d两处理的1至3龄平均张种用叶量没有明显差异, 分别为23.7公斤和23.8公斤, 同一处理不同批次的1至3龄平均张种用叶量没有明显差异;15d处理的1至3龄平均张种用叶量增加至25.5公斤, 比6d处理增加1.8公斤, 增7.6%、比8d处理增加1.7公斤, 增7.1%, 特别是15d处理第二批次的1至3龄平均张种用叶量达到26.4公斤, 分别比6d、8d处理增加2.7公斤、2.6公斤, 分别增11.4%、10.9%。
注:试验时间2007年5月。
2.3 不同收蚁间隔时间不同采叶位对小蚕入眠整齐度的影响
在同等饲养条件下, 叶质好小蚕发育入眠则整齐。表3是各处理的各批各龄入眠时间记录。根据入眠记录, 各处理1至2龄入眠均齐一, 6d处理、8d处理3龄入眠评价基本齐一, 15d处理3龄入眠要提青分批, 评价不齐一。
注:试验时间2007年5月。
2.4 不同收蚁间隔时间及不同采叶位对小蚕龄期发育经过的影响
在同等饲养条件下, 叶质好则发育快。对各处理的各批各龄蚕发育记录进行整理, 各处理的各批各龄蚕的发育经过如表4。结果表明:6d、8d处理1至3龄发育经过无明显差异, 基本能按正常发育进度发育。15d处理1至2龄的发育经过与6d、8d处理1至2龄发育经过无明显差异, 3龄发育进度与6d、8d处理3龄发育进度明显减慢, 经过延长。
注:试验时间2007年5月。
2.5 不同收蚁间隔时间、不同采叶位对小蚕体重的影响
在同等蚁量、同等饲养条件下, 叶质好则眠起蚕体重较重。表5是各处理的各批各龄100条眠起蚕体重统计结果。可见, 在蚁蚕体重基本一致的情况下, 6d、8d、15d处理的2至3龄各批各龄起眠蚕的体重没有明显差异, 15d处理4龄起眠蚕的体重明显下降, 平均体重比6d、8d处理下降1.9克, 下降10.6%。
注:试验时间2007年5月;体重为蚁蚕或起蚕体重。
3 小结
3.1 桑叶叶质对小蚕的生长发育具有显著影响。上述试验结果表明:在专业化共育条件下, 收蚁间隔时间对共育叶质及小蚕发育有明显的影响, 随着收蚁间隔时间增加, 3龄小蚕的采叶位提高, 叶质下降, 发育减慢, 体重下降。
3.2 试验结果还表明:专业化共育条件下, 批次间隔6至8天收蚁基本能确保各龄小蚕对叶质的要求, 确保小蚕整齐、健康。
3.3 批次间隔6至8天收蚁, 共育室会造成批次重叠, 对蚕室布局、消毒防病、工作安排有更高要求, 要做到各龄小蚕室和工作人员专一。
摘要：广西小蚕共育专业化已大势所趋, 然而, 桑叶叶质差是专业化共育中遇到的新难题。通过进行不同收蚁间隔时间, 观察叶质及小蚕发育的变化, 结果是:收蚁间隔时间对共育叶质及小蚕发育有明显的影响, 间隔6至8天基本能确保各龄小蚕对叶质的要求, 达到小蚕发育整齐、健壮。
关键词：专业化共育,收蚁时间,叶质,发育,试验
参考文献
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时间间隔测量 篇8
电力系统的安全经济运行对于电力行业本身亦或国民经济发展来说, 都具有十分重要的意义。基于此方面的考虑, 为减少故障发生的次数和减轻故障发生的后果, 电力系统的许多设备都采用了相应的保护装置。继电保护装置的拒动和误动都会给电力系统造成严重危害, 而针对保护装置的维修工作在技术上是可行的, 其实际效果显著, 所以有必要展开此方面的研究, 分析保护装置的可靠性, 确定设计的薄弱环节, 探寻最优检修间隔时间, 以减少保护装置误动和拒动的风险。
为指导保护装置的检修, 我国电力系统已出台了相关的检修规程, 如:规定各种保护设备的年检周期和方法, 检修对象需包括保护装置及其二次回路等。在保证系统的安全、稳定运行方面起到了一定的积极作用。其不足在于:一方面, 微机保护较传统保护具有自检、自诊断功能, 能通过自检发现潜在的故障并且报警, 大大降低了误动和拒动的可能性, 检修间隔时间和策略应与传统的保护装置有较大差别。另一方面, 这些检修策略的制定依赖现场经验和主观判断, 缺乏可靠性理论依据, 不可避免地出现检修过剩或检修不足。
在数字保护装置检修策略方面, 文献[1,2]从实践经验的角度探讨保护系统的检修措施和检修周期问题, 仍处于定性分析阶段。文献[3,4,5]建立了保护动作的状态空间模型, 以保护的可用度最大为目标, 求解最优检修周期。文献提出了对二次设备进行状态检修的思路。
在电力市场环境下, 电力企业在决策中更为关注经济性问题, 而对保护的状态检修也没有具体的实施办法。为此, 本文针对继电保护装置自身的特点, 定义保护年均经济损失, 基于蒙特卡罗模拟法以保护年均经济损失最少为目标函数来确定保护最优预防性检修间隔时间, 同时利用算例验证其有效性。
(二) 保护可靠性经济模型
电力系统中可靠性与经济性是相联系的, 可靠性经济主要研究可靠性成本与可靠性效应的关系, 寻求可靠性经济最优。数字保护装置功能状态的划分如图1示。图2反映了数字保护装置功能状的时间序列过程。
从图2可见, 保护济损失只与图中阴影部分时间有关, 主要可分为三个部分: (1) 保护系统误动造成的经济损失; (2) 保护系统拒动造成的经济损失; (3) 保护系统的检修费用。保护年均经济损失可表示为:
式中Ej为保护拒动年均经济损失;Ew为保护误动年均经济损失;Em为保护年均检修费用。
保护误动年均经济损失应按以下两种因素考虑: (1) 与误动次数成正比例增加的损失; (2) 与误动恢复时间成正比例增加的损失。所以保护误动年均经济损失可定量表示为:
式中Lwf为保护误动一次损失费用;fw为保护误动频率;Lwt为保护误动单位时间经济损失;Twi为第i次保护误动恢复时间。
保护拒动年均经济损失的计算也应按两种因素考虑: (1) 与拒动次数成正比例增加的损失; (2) 与拒动恢复时间成正比增加的损失。所以保护拒动年均经济损失可定量表示为:
式中Ljf为保护拒动一次的损失费用;fj为保护拒动频率;Ljt为保护拒动单位时间经济损失;Tji为第i次保护拒动恢复时间。
保护年均检修费用包含两个部分: (1) 检修的综合费用, 和检修次数成正比; (2) 检修时计划停电造成的用户损失, 和停电检修时间成正比。所以年检修费用可定量表示为:
式中Lmf为一次检修的综合费用;Lmt为计划停电单位时间费用;fm1为不需要停电的保护检修频率;fm2为需要计划停电的保护检修频率;Tmi为第i次需要计划停电的保护检修时间。
保护检修的最终目的是减少保护拒动和误动造成的经济损失, 所以最优预防性检修间隔时间问题可等效为求解保护年均经济损失Ep的最小值问题, 表示为:
式中Tmp为预防性检修间隔时间。
需要说明的是, 这里的预防性检修间隔时间和检修周期不同, 预防性检修间隔时间是由具体保护当前的可靠性状态和失效经济损失确定, 并随保护可靠性状态和经济损失的变化而变化的。
(三) 保护可靠性模拟法
可靠性分析的方法很多, 基本上可以分为两类:解析法和模拟法。
解析法中状态空间模型假设了预防性检修间隔时间和检修所需时间满足指数分布, 这与现实保护预防性检修时间是固定的情况相矛盾。如果假设预防性检修间隔时间和元件修复时间不再满足指数分布, 状态空间模型不再符合马尔柯夫模型, 也就不能采用它进行求解。这也就是状态空间法的局限所在。模拟法又称蒙特卡罗方法, 它是一种以概率统计理论为基础的数值计算方法, 可以避免解析法的不足, 因其较适于通过计算机编程来实现而日益受到人们的重视。
因此本文采用序贯蒙特卡罗模拟法。它按照下一次事件时间推移模拟系统运行状态, 并以预防性检修间隔时间为自变量, 在模拟过程中计算并且统计系统各个状态的频率和时间等可靠性指标, 进而计算保护年均经济损失, 以此确定保护最优检修间隔时间。
在数字保护系统仿真之前, 先做如下合理假设和说明:
1) 检修均能修复保护系统的所有故障, 使之恢复到完好的状态, 不引入新故障;
2) 单一保护在预防性检修和自检出故障后维修时被保护对象都必须停电;
3) 保护故障时间满足指数分布, 修复时间和检修时间满足正态分布;
4) 不考虑保护正确动作隔离被保护对象故障后保护再发生故障, 直到被保护对象修复为止。
在以上假设和说明的基础上, 建立序贯蒙特卡罗仿真流程图, 如图3所示:
(四) 算例分析
以一实际线路单一保护系统为例, 应用提出的模型分析最优预防性检修间隔时间。根据文献的算例数据, 单一保护的可靠性基础数据如表1所示, 参考该线路运行人员评估数据, 得线路保护可靠性经济损失参数如表2所示。
单一保护预防性检修间隔时间与保护年均经济损失分析结果如图所示, 其中图4 (a) 为保护年均经济损失与预防性检修间隔时间关系;图4 (b) 为保护MTBFP灵敏度分析;图4 (c) 为保护自检概率sc灵敏度分析;图4 (d) 为被保护线路MTBFl灵敏度分析。分析图4中结果可得:
1) 该单一保护系统的最优检修间隔时间为2年, 此时保护年均经济损失最小, 为20.43万元。
2) 单一保护年均经济损失随预防性检修间隔时间的增大先减小后增加;预防性检修间隔时间增大, 导致保护年均检修费用减少, 不正确动作特别是拒动的年均经济损失增加。
3) 单一保护最优预防性检修间隔时间随保护平均故障间隔时间MTBFp增加而增加。
4) 单一保护最优预防性检修间隔时间随保护自检概率的增加而增加。这也显示了自检可以提高保护可靠性, 延长保护检修间隔时间, 降低年均经济损失。
5) 单一保护最优预防性检修间隔时间随线路平均故障间隔时间MTBFl增加而增加。
(五) 结论
本文定义了保护年均经济损失的概念, 提出了基于蒙特卡罗模拟法以保护年均损失最小为目标确定继电保护最优检修间隔时间的方法。通过算例, 对保护平均故障间隔时间、保护自检概率和被保护线路平均故障间隔时间灵敏度进行了分析。该方法对继电保护可靠性状态检修具有指导意义。
参考文献
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时间间隔测量 篇9
关键词：自动观测系统,采样间隔时间,研究
随着科学技术的快速发展, 自动观测技术得到了广泛的发展和普遍的应用, 但是对于其采用间隔时间的合理性还没有进行进一步的研究, 本文对自动观测系统的采样间隔时间进行研究和分析, 希望对以后的研究有一定的参考价值。
1 研究内容与研究方法简介
第1部分介绍的是数据的采集, 它主要包括2种采样的频率:高频 (高速) 采样、是低频 (低速) 采样。第2部分是分析气象要素基本特性。在第1部分经过高频采样得到一些相关的数据, 把这些数据进行频域特性分析, 设计一些特定的取值范围, 从而得出地面气象要素的特性规律的线性曲线图表。第3部分是本文研究的主题自动观测系统采样间隔时间。基于第2步得到的曲线, 在对第1步的随机抽取的数据进行有效的比较分析, 得出科学的采样间隔时间。
2 分析自动观测系统采样间隔时间
2.1 分析采样间隔时间的理论
数字信号的处理学中的抽样定理有叫做奈奎斯特抽样定理或者又被叫做香农抽样定理。这样定理明确的指出了对于信号随机抽样的时候应该坚持的准则。有研究对于地面的气象要素进行了频域特性的研究分析, 得出了气温的最高频率和气压的最高频率, 根据奈奎斯特抽样定理坚持的原则, 可以得出气温的采样间隔时间和气压的采样间隔时间以及风的采样间隔时间分别为31.4s、62.8s、31.4s, 所以每一个要素的采样间隔时间都符合理论计算的数值范围。
2.2 通过实验研究采样间隔时间
为了研究自动观测系统采样间隔时间的科学以及合理性, 对于高频采样的到的数据进行随机的选取, 在根据科学合理的计算方式、目前所使用的采样间隔时间, 设定气温的采样间隔时间主要选取的数值是15s、20s、35s。
气温采样间隔时间。如下图所示, 是抽取的数据曲线与高频采样数据滤波后的特性的线性曲线, 从图中可以看出线条1代表的是特性规律曲线。线条2代表的是时间间隔为15s的数据曲线, 线条3代表的是间隔时间为20s的数据曲线, 线条4代表的是间隔时间为35s的数据曲线。
下面的表1是间隔时间为15s、20s和35s对于4个不同的时段进行抽取后, 所计算出来的与特性规律曲线1分钟的平均值差值的标准偏差。
目前我国可达到的气温测量准确度为士0.2℃, 并且非常的服从正态分布趋势。由表中的到的数据可以看出, 35s的间隔采样的时间最大值都超过的标准规定, 20s采样间隔时间的最大差值的平均值均在规定的范围之内, 由此可以看出, 气温现用的15s的采样时间间隔是合理的, 20s的采样间隔时间也可以使用, 但是35s的采样间隔时间不符合标准, 不能够进行应用。
3 结语