信号损伤补偿（精选6篇）
信号损伤补偿 篇1
随着信息化时代的到来, 通信成为人们日常生活不可分离的一部分, 通信容量呈现出不断上升的趋势。科学家预测未来每名通信用户的通信容量高达1000Mb/s, 可见未来人们对通讯需求之大, 因此, 高速光纤通信系统的未来发展会逐渐向高速率和大容量发展。
1 高速光纤通信系统中信号损伤与补偿
高速光纤通信系统在传播过程中常常会发生信号损伤的问题, 色散和光纤耗损是导致高速光纤通信系统中信号损伤的主要原因。传统光纤系统中, 多模光纤较为常见, 在不同模式下光纤的信号传播速度不同, 证明了信号传播过程中存在模间色散。随着科技的发展, 单模光纤在光纤通信系统中使用广泛, 在一定程度上减少了色散, 也就缓解了模间色散的问题。 但是, 随着通信容量的不断扩大, 信号传输距离也越来越远, 新的问题也随之出现, 长距离运输过程中的光纤虚耗成为制约信号传播的关键。单模光纤能够解决模间色散问题, 但是会受到材料和波导色散的干扰, 导致色度色散问题的存在, 在传播过程中损伤通信信号。
因此, 人们开始采用色散补偿光纤来补偿色散问题, 促进单载波速率的提高, 进而解决信号损伤的问题。大量实践经验也表明, 采取措施缓解和补偿高速光纤系统中的信号损伤能够大大提高通信的速率。
近年来, 我国科学技术不断发展, 偏振模色散使用广泛, 相干接收和高级码型调制格式也获得了广泛的应用, 导致偏振模色散和偏振串扰成为损伤通信系统的主要因素, 加上光纤非线性和激光器的相位噪声的制约, 信号损伤问题仍然是通信系统研究的主要问题。
2 高速光纤通信系统中偏振模色散
2.1 高速光纤中偏振模色散概念
单模光纤中, 一个基模由两个相互之间垂直的偏振模组合而成, 但是, 单模光纤在实际运行过程中, 会受到多种因素的制约, 导致两个偏振模间的无法保持运行速度一致, 导致脉冲展宽, 进而导致偏振模色散的产生, 偏振模色散产生的主要原因是:
首先, 光纤自身具有双折射, 光纤在运行过程中会有一些不规则的应力的产生, 导致光纤信号发生折射;
其次, 在铺设光缆时, 光缆会受到不同程度的挤压, 进而有些部位会发生弯曲和变形, 加上在环境的制约下, 信号在传播过程中出现偏振模的祸合效应, 影响偏振模传播速度, 导致偏振模色散的产生。
最后, 一些信号需要经过通信器, 例如滤波器和隔离器等, 这些通信器的材料和结构缺陷会在一定程度上影响信号传播, 导致双折射的产生, 引起偏振模色散现象。在常规数学中, 描述双折射和祸合效应一般采用参量和琼斯矩阵, 也在很大程度上便于人们对双折射和祸合效应的理解。在理想状态下, 光波速率不会导致双折射, 双折射也与传送距离无关, 但是, 在实际运行过程中, 双折射和祸合效应与距离和光波速率关系重大。
2.2 高速光纤中偏振模色散测量方式
偏振模色散能够以一个统计量来计算, 也在一定程度上受到时间和温度变化的制约, 同时测量环境也会影响到偏振模色散的测量。也就是说在不同的时间进行同一光纤的测量会有一定误差的存在。目前, 国际上通行的偏振模色散测量方法有四种。本文暂不介绍波长扫描傅立叶变换法和波长扫描极值数计算法。
2.2.1 Jones矩阵本征值测量法
Jones矩阵本征值测量法最常用于测算偏振模色散值的计算依据测量光纤的偏振传输函数这种情形。Jones矩阵本征值测量法是测量光纤某一处的偏振传输函数, 然后依据测试准确全面描述偏振模色散特征。在进行测试时, 要采用激光器和分析仪来对光纤上等间距波长的矩阵进行测量, 然后依据矩阵将本征矢量和本征值算出来, 从而依据一定公式计算出PSP和DGD, 然后将他们的平均值求出来, 最后变可以得到偏振模色散的值。Jones矩阵本征值测量法具有一定优势, 能够全面测量偏振模色散值, 甚至能够十分准确地进行最小值的测量。但是Jones矩阵本征值测量法也存在一定的缺陷, Jones矩阵本征值测量法的测量结果受到外界干扰大, 且需要较长时间, 测量速度慢, 测量效率低, 只适用于科学研究中。
2.2.2 干涉仪法
干涉仪法适用于一定时间段内的测量, 主要是通过试光纤将端电场将自相关函数输出, 然后将振模色散的传输时间均方差计算出来。宽带LED是干涉仪法中需要使用到的光源, 干涉仪扫描光纤输出端, 确保在这个时间段内相关信号的存在, 偏振模色散值即为测量出的自相关函数的二阶矩均方值。干涉仪法具有速度快且效率高的优点, 具有较强的外界干扰抵御能力, 但是, 干涉仪法也存在一定的缺陷, 这种方法难以提供一些相关信息。
3 高速光纤通信系统中信号损伤补偿技术
在实际运行过程中, 长距离输送时, 偏振模色散速度为10Gb/S时, 输送功率会在很大程度上受到损伤, 影响信号传输速率, 造成信号损失。因此, 高速光纤通信系统中信号损伤补偿技术研究时要考虑相关影响因素。据相关研究显示, 信号损伤的主要原因是一阶偏振模色散效应, 在此基础上, 高阶偏振模色散会加剧信号损伤的恶化。因此, 一阶偏振模色散效应的研究成为高速光纤通信系统中信号损伤补偿技术研究的关键。光路和电路上的补偿是目前最常用的高速光纤通信系统中信号损伤补偿技术。光路和电路上的补偿主要原理是采取措施延迟光或者电, 然后控制反馈回路, 进一步将偏振模色散中的两个偏振模之间的时差进行延长, 来补偿高速光纤通信系统中的信号, 然后统一输出两个偏振模的信号。大量实验表明, 光路和电路上的补偿能够对高速光纤通信系统中信号损伤进行补偿。在此对光补偿进行一个案例分析。
光补偿案例分析:在此方案中, 增设光延迟线, 对两个偏振模间的时差进行调整, 最终进行补偿来保证偏光纤。同时, 在以上基础上安装偏振模控制器, 来调整输入光的偏振态, 确保光的偏振态与光纤切合, 需要注意的是, 在此过程中, 控制器反应速度必须大于偏振器变换速度, 从而确保光纤输出光信号, 控制偏振器的信号。这种方案能够补偿高速率高速光纤信号, 也能够补偿长距离高速光纤信号, 同时在一定程度上降低功率损失。
4 结束语
总而言之, 偏振模色散是引起高速光纤通信系统中信号损伤的主要原因, 目前, 高速光纤通信系统中信号损伤已逐渐成为通信系统研究的重点。随着我国科学技术的发展, 我国对高速光纤通信系统中信号损伤缓解与补偿技术有待进一步发展, 希望在未来我国能够采用更加科学的手段来解决高速光纤通信系统中信号损伤问题, 为人们通信需求提供更好的服务。
摘要：近年来, 我国光纤通信系统发展起来, 其应用规模也呈现出不断扩大的趋势, 但是, 在信号传输过程中, 信号损伤问题越发严重, 高速光纤通信系统中信号损伤主要由偏振模色散引起。本文主要从高速光纤通信系统中信号损伤与补偿介绍出发, 具体阐述了高速光纤中偏振模色散概念及其测量方式, 并提出了相应的高速光纤通信系统中信号损伤补偿技术, 希望对高速光纤通信系统中信号损伤缓解与补偿有所帮助。
关键词：高速光纤,通信系统,信号损伤缓解,补偿技术
参考文献
[1]鲁力.高速光纤通信系统中电子色散补偿技术的研究[D].华中科技大学, 2012.
[2]翁轩.高速光纤通信系统中信号损伤缓解与补偿技术的研究[D].北京邮电大学, 2013.
[3]侯兆然.高速光纤通信系统中信号损伤缓解与补偿技术探讨[J].电子制作, 2014, 12:119-120.
绞车信号采集误差分析与补偿 篇2
绞车的速度和位置监视与控制是绞车控制系统的主要任务。传统绞车控制系统是靠测速发电机[1]检测速度、依靠深度指示器检测绞车位置, 该种检测方法存在精度低、结构复杂、缺乏人性化等缺点。新型绞车的速度和位置检测广泛采用旋转编码器来完成。由于旋转编码器测量的是电动机的转速和转角[2], 再通过数学比例转换为箕斗的速度和位置, 而未考虑钢丝绳直径和滚筒长度, 必然会产生误差, 且这种误差会随着井深的增加而加大。本文分析了钢丝绳直径和滚筒长度对绞车箕斗速度和位置测量精度的影响, 并提出了误差补偿的数学模型。利用该模型编程可以减小此误差, 提高检测精度。
1 钢丝绳直径和滚筒长度对绞车箕斗速度和位置测量的影响分析
如果不考虑其它因素, 绞车箕斗移动的位置是与拖动电动机转动的角度成正比的、箕斗移动的速度是与拖动电动机的转速成正比的[3]。图1为绞车的传动示意图, 假设电动机转速为n, 减速比为ε, 编码器线数为λ0, t时间内编码器输出脉冲数为λ, 滚筒直径为D, 滚筒长度为l, 钢丝绳直径为d, 箕斗移动理论速度为vT, 箕斗理论深度为hT, 箕斗移动实际速度为v, 箕斗实际深度为h, 如果不考虑钢丝绳的直径和滚筒的长度, 则有
hT=πλD/ (ελ0) (1)
vT=πλD/ (ελ0t) (2)
n=60λ/ (λ0t) (3)
下面分析钢丝绳直径和滚筒长度对箕斗速度和位置的影响:
(1) 考虑钢丝绳直径时, 滚筒每转一圈, 钢丝绳下放的位移就不等于滚筒的周长, 而是大于滚筒周长, 如果仍按滚筒转一圈箕斗下降一个滚筒周长, 势必会导致检测位置小于实际位置;同样的道理, 检测的箕斗速度也将小于实际运行速度。
(2) 图2为绞车速度误差分析示意图。从图2可以看出, 如果滚筒的长度越短, 则在井深一定的情况下, 钢丝绳缠绕的层数越大, 误差也就越大。
假设钢丝绳在滚筒上的缠绕方式是层叠式, 即钢丝绳在滚筒上缠满一层后再缠第二层, 依次类推。假设λf为布满一层钢丝绳编码器发出的脉冲数, 根据图2可得到钢丝绳在第一层时, 滚筒每转一圈, 箕斗的实际位移:
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当钢丝绳在第二层时, 滚筒每转一圈, 箕斗的实际位移:
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当钢丝绳在第i层时, 滚筒每转一圈, 箕斗的实际位移:
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则箕斗的总位移:
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所以
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根据公式v=h/t, 可得到箕斗的速度公式:
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设箕斗深度绝对误差为Δh, 相对误差为δh, 由式 (1) 和式 (5) 可以得到:
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由式 (12) 和式 (13) 可得出以下结论:
(1) 箕斗深度绝对误差值与钢丝绳缠绕层数 (箕斗长度) 、钢丝绳直径、减速比、编码器线数和编码器发出脉冲总数有关系.
(2) 在其它参数不变的情况下, 滚筒上钢丝绳缠绕的层数越多, 误差越大, 也就是在箕斗下放的开始阶段误差最大, 随着箕斗下放深度的增加, 误差逐渐减小, 但总误差一直增大。
(3) 箕斗深度相对误差与钢丝绳缠绕层数、钢丝绳直径有关;箕斗深度相对误差随着钢丝绳缠绕层数的增加而增大。
2 数学模型的建立和误差补偿
为了在控制程序中对上述误差进行补偿, 引入补偿因子k, 则箕斗实际位置计算公式为
h=πkλD/ (ελ0) (14)
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将式 (8) 和式 (9) 代入式 (15) , 可得
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式 (14) 和式 (16) 即为误差补偿的数学模型。在计算时, 将编码器发出的脉冲数λ代入式 (16) 即可求出补偿系数k。将k值代入式 (14) 即可求出箕斗的实际位移, 利用v=Δh/Δt可以很方便地求出箕斗的速度。例如微机或PLC检测编码器的脉冲个数为λ=500 000个, 编码器线数λ0=1 000线, 滚筒直径为D =900 mm, 滚筒长度l=1 600 mm, 减速比ε=20, 钢丝绳直径为12 mm, 如果采用传统计算方法 (利用式 (1) ) 可得箕斗深度hT =70 650 mm;如果采用误差补偿进行计算, 可先利用式 (16) 得到补偿因子k=1.003 95, 将k值代入式 (14) 可得箕斗的实际深度为h=70 929 mm。从以上计算结果可以看出, 箕斗下降到70 m左右深度时, 理论深度与实际深度相差近0.3 m, 而且随着井深的增加, 误差会增大, 可见进行误差补偿很有必要。
3 结语
通过分析可知, 在使用编码器检测绞车箕斗的位置和速度时, 如果不考虑钢丝绳的直径和滚筒的长度, 将会带来较大的误差。笔者提出的误差补偿方法可以提高信号检测的精度, 从而更好地监控绞车箕斗的位置和速度。
摘要：新型绞车通常利用旋转编码器脉冲产生的频率和个数与绞车箕斗运动的速度和位置成正比的关系来测量箕斗的实际速度和位置。但如果考虑到提升机钢丝绳本身的直径和滚筒的长度, 该比例关系就不成立, 而且随着井深的增加, 误差会越来越大。文章分析了钢丝绳直径和滚筒长度对绞车箕斗速度和位置测量精度的影响, 并提出了误差补偿的数学模型。利用该模型进行计算可以减小误差, 提高检测精度。
关键词：绞车,信号采集,误差,补偿,数学模型
参考文献
[1]陈少华, 徐文尚.无扰动智能控制器在绞车中的应用[J].煤矿机械, 2009 (9) :107-108.
[2]高志斌, 赵继敏, 强倩.绞车的数字化改造[J].煤矿机械, 2009 (3) :58-59.
信号损伤补偿 篇3
随着现代医学的发展,一门新兴的边缘学科———睡眠医学作为现代医学的一个重要组成部分正逐步建立、发展起来,并受到了广泛关注。其中,由上呼吸道阻塞引起的“阻塞性睡眠呼吸暂停综合症”是一种潜在的致死性疾病。其特点是:睡眠时,上呼吸道阻塞导致进行性缺氧、酸中毒、呼吸困难,造成白天嗜睡、头晕、头痛、记忆力减退、乏力、反应迟缓等症状。呼吸道停止气流达10 s以上即可被诊断为“呼吸暂停综合症”[1]。因此,如何有效地检测呼吸气流的存在与否成为诊断“呼吸暂停综合症”的关键。
人们提出了多种检测呼吸信号的方法。
(1)压力法[2]。通过压力传感器检测人的口、鼻腔处的压力变化来检测呼吸信号。该方法需要高灵敏度的压力传感器,且容易受到人体振动的影响,故一般不予采用。
(2)阻抗法。该方法通过在人体特定皮肤处安置阻抗电极测量呼吸信号,容易引起人体的不适,也不常用[1]。
(3)用流量传感器获取呼吸信号。该方法包括压电式流量计、光脉冲计数等不同种类,如瑞典的Engstrom medical AB公司的系列呼吸机,国产的KTH-5全能呼吸机等均属此类[2]。
(4)热释电式睡眠呼吸暂停监测方法[3,4]。选用热释电传感器来监测呼吸信号,将热释电传感器固定在口鼻附近,呼吸气流辐射的能量到达热释电传感器后,传感器将受到的热辐射信号转换为电信号从而得到呼吸信号。
吴萍等学者提出了一种利用硅二极管PN结温度特性进行呼吸信号检测的电路[5],具有结构简单、成本低廉等优点,但同时也存在不适应环境温度变化、误检率较高等缺点。本文首先对该电路方案进行分析,针对该电路的缺点提出了一种改进的呼吸信号检测电路。
2 电路工作原理
吴萍等学者提出的检测电路(见图1)主要由比较器和阻容元件等组成。它将硅二极管D1作为呼吸信号检测元件,电位器W1用以调整获取电路工作所需的基准电位。
人体的正常温度是37℃,二极管能接收到的人体呼吸的温度一般在33℃。环境温度为25℃时,人体呼吸的温度相对环境温度的最大变化量是8℃。二极管的温度系数一般为-2 mV/℃,因此D1上电压最大变化量是16 mV。将电位器调整到基准电压为592 mV(此值应根据实际情况调整),加到比较器的同相端,二极管检测到的呼吸模拟信号加到比较器的反相端。电路工作时,将二极管放置在靠近人体鼻孔的位置。患者呼吸时,二极管检测到气流温度发生变化,其两端的电压也发生变化,即产生呼吸模拟信号。模拟信号与调整好的基准值的交点即信号的跳变点,经比较器电路输出数字信号,该信号就是检测到的呼吸信号。波形变化见图2。
该电路的工作实质是通过二极管检测呼吸气体的温度变化,二极管结电压随呼吸气流变化,比较器输出高低变化的脉冲,从而得到呼吸信号。假设环境温度在25℃时,人体的正常温度是37℃,人体呼出气体的温度为33℃,该变化量与比较器的正端基准电位进行比较,温度相对环境温度的最大变化量是8℃。假设二极管结电压在环境温度25℃时为600 mV。当呼出热的气流时,气流温度为33℃,二极管的结电压降低到600 mV-2 mV/℃×8℃=584 mV,比较器的负端电压小于正端电压,输出高电平;当患者吸气时,气流温度为环境温度,即25℃,二极管的结电压为600 mV,比较器负端电压高于正端电压,输出低电平,这样就检测到了1次呼吸信号。
但通过仔细分析可以发现:该电路将基准电压通过电位器调整到一个固定的电位,极易受到电源电压波动和环境温度的影响,可能检测不到呼吸信号。例如:当环境温度达到33℃时,即使没有呼出气流,二极管的结电压也会达到600-16=584(m V),比较器输出端将一直输出高电平,有可能造成检测不到呼吸信号,使该电路的适用环境受到限制。
3 具有温度和电压波动补偿功能的呼吸信号监测电路
针对以上呼吸信号检测电路的不足,我们提出一种具有温度、电压双重补偿功能的呼吸信号检测电路,其电路原理如图3所示。
与原电路相比,该电路的基准电位不再依靠调整电位器设定在固定电平上,而是将D1结电压作为基准电位,外加与D1特性相同的D2作为呼吸气流温度检测元件。电路的工作原理分析如下:电阻R1(4.3 kΩ)、二极管D1组成基准电压产生电路;二极管D2为呼吸信号监测传感器,电阻R2(4.3kΩ)、电阻R3(2Ω)为D2提供工作电流。在5V的工作电压下,流过D1的电流约为:
因为电阻R3只有2Ω,所以流过D2的电流也近似为1 m A。这样,2个二极管的工作电流一致。若选择同一批次的二极管,则两者的结电压也基本一致,即Vt1=Vt2。此时,电阻R3上的压降约为2 mV。因此,比较器LM393的正端电位为Vt1+2 mV,高于负端2 mV。当没有监测呼吸气流时,确保输出为高电平。当监测到呼吸气流时,只要呼出气流温度大于环境温度2℃,呼吸信号监测传感器D2上的结电压将会下降2 m V/℃×2℃=4 m V。这样,比较器的正端电位为Vt1+2 mV-4 mV,小于负端电位,输出低电平,即监测到1次呼吸信号。
与原电路相比,该电路具有如下优点。
3.1 温度补偿功能
当环境温度降低时,例如降低到10℃,此时2个二极管两端的结电压都升高至600 mV+(25-10)×2 m V/℃,但比较器两端的电压因为2个二极管两端的结电压同时升高,且升高相同值,所以比较器输出电压将不受任何影响,仍能检测到呼吸信号。
3.2 电压补偿功能
当电源电压产生波动时,2个二极管D1、D2的结电压同时产生相同方向的波动。因此,加在比较器同相和反相端子的电压同时升高或降低,但不会产生明显的变化。
比如,正常工作电压为5 V,当电压值突然升高到6 V时,流过2个二极管的电流约为1.23 m A,2二极管的结电压按同样规律变化,而电阻值为2Ω的电阻两端电压为2.5mV,即比较器正端电压比负端电压高2.5 mV,比较器仍将输出高电平,但不会对呼吸信号的检测产生大的影响。
3.3 电路设计结构简单,无须手动调整工作点
我们分别对两套电路在空调房间进行测试。
第1步,调整室温至25℃左右。仔细调整原电路工作点,使其能正常工作,本文电路无需调试。分别将两套电路的测温二极管放在被测人鼻孔下方3～4 cm处。被测人均匀呼吸,通过万用表测量两电路的输出电平变化,两电路均可以正确检测到呼吸信号。
第2步,控制室温升高至30℃左右,再次测量两电路输出电平。可以发现,原电路误检率明显增大,而改进电路仍然可以正确检测呼吸信号。把室温降低时同样会出现这种现象,说明改进电路更适应环境温度变化。但是,当环境温度继续升高至35℃(接近人体温度)以上时,由于设计原理的原因,改进电路的误检率也逐步升高。
4 结论
由于非温度补偿功能的呼吸信号监测电路容易受环境因素以及电源波动的影响,我们提出并设计了一种具有温度和电压波动双补偿功能的呼吸信号检测电路。该电路不仅具有温度补偿的功能,而且不受电源波动的影响,且电路设计结构简单,无须手动调整工作点。根据实验结果,环境温度接近人体温度时,该电路的可靠性也会下降,有待进一步改进。
参考文献
[1]戚建新,郭群恩,董苑.阻抗法检测呼吸信号的电路设计[J].医疗卫生装备,1998,19(3):4-6.
[2]朱兴喜,彭红,戚仕涛.呼吸信号的获取方法[J].医疗设备信息,2003,18(3):38-40.
[3]盛煜,马华红,陈建华,等.基于集成射频平台的睡眠呼吸暂停无线监测[J].北京生物医学工程,2005,24(2):116-119.
[4]吴海锋,许锋,陈建华,等.热释电式睡眠呼吸暂停监测[J].红外技术,2004,26(1):31-33.
信号损伤补偿 篇4
关键词：趋肤效应,电缆包层间的电容,幅频特性,相频特性
视频信号用长电缆传输过程中, 由于同轴电缆的直流电阻、电感、包层间电容及趋肤效应等因素的影响, 其信号特别是信号的高频分量幅度将严重衰减, 且相位滞后, 大大降低了图像的清晰度, 严重影响图像的重视。在这几个因素中, 趋肤效应和电缆包层间的电容影响最大。
这样我们可以近似的将一段长电缆看作如图 ( 3) 所示的阻容网络, 由基尔霍夫定律得:
参考文献
[1]李杰.电视学导论[M].北京:国防工业出版社, 2008.
[2]陈其纯.电子线路 (模拟与数字电路) (第二版) [M].北京:高等教育出版社, 1992.
信号损伤补偿 篇5
关键词：定向增发,补偿承诺,股份回购,股东权益保护
一、引言
2006年5月8日,中国证监会发布了《上市公司证券发行管理办法》,定向增发作为股权再融资的一种方式逐渐被采用。由于上市公司大股东与中小股东之间存在着权利和信息不对称,当上市公司向大股东定向增发购买资产时, 可能伴随大股东侵害上市公司和中小股东利益的现象发生。为了保护中小股东的利益,在上市公司重大资产重组管理办法》上述规定下,许多上市公司进行定向增发购买资产时与交易对象签署了《盈利预测补偿协议》,对其注入资产的未来盈利情况进行预测,并对实际盈利数不足预测数的差异额进行补偿(以下简称为“大股东补偿承诺”),那么,大股东补偿承诺在定向增发购买资产中传递了什么信号?市场有没有对此承诺做出反应?做出何种反应?大股东补偿承诺能否起到保护中小股东的利益?本文对这些问题进行了详细的研究。
二、理论分析与研究假设
黄建中(2007) 研究发现并购重组中存在利益输送现象;王蕾蕾(2010)通过实证分析得出大股东注入资产的盈利能力低于原上市公司资产的盈利能力,构成了对小股东利益的侵害;张祥建和郭岚(2008)研究表明大股东通过虚增注入资产价值实现了对中小股东财富的掠夺效应。上述文献说明并购重组中存在大股东侵占中小股东利益的现象。信号传递用来解决由信息不对称引起的利益侵占等一系列问题,如乌家培、谢康(2002)指出,在旧车市场,存在信息不对称时,好车的卖主可以提供一定时期的维修保证,以传递高质量的信息,而坏车的车主无法模仿这种信号,因为维修是有成本的。信号传递理论在定向增发中得到了广泛的应用,如姜海洋(2008)、何丽梅(2010)和王兴燕(2011)等学者研究、结果表明定向增发后上市公司短期股价宣告效应显著为正,在一定程度上保护了中小股东的权益。大股东对其注入资产是否做出承诺以及补偿方式是否相同,其向投资者传递资产质量的信号不同,大股东试图通过做出补偿承诺向投资者传递其注入优质资产的信号。目前,“大股东补偿承诺”方面的研究还很少,许年行、张华和吴世农(2008)发现“附加承诺轻重程度”具有显著的信号传递效应;桂荷发、蔡明和石劲等(2011)发现承诺降低了大股东的股改成本,同时流通股东也对承诺做出了正面的积极反应;高闯、孙宏英和胡可果(2010)发现大股东在上市公司或注入资产实际盈利额不足承诺盈利额时的补偿方式主要有现金补偿和是股份回购(或赠送股份)两种补偿方式均在一定程度上保护了中小股东利益,且股份回购方案更能改善上市公司财务状况和经营业绩和中小股东利益。统计发现,2010年之前多采用现金补偿方案,2010之后的则多采用股份回购的补偿方案,据此推测,监管部门认为股份回购补偿方案比现金补偿方案更能保护中小股东的利益。 基于以上分析,提出如下假设:
假设1:大股东补偿承诺具有正的信号传递效应,保护了中小股东的利益
假设2:股份回购补偿方案比现金补偿方案更能保护中小股东的利益
三、研究设计
(一)样本选择和数据来源以2008年5月至2013年10月公告定向增发预案且大股东做出补偿承诺的上市公司为研究样本,为了剔除定向增发公告效应的影响,以2008年5月至2013年10月公告定向增发预案且不涉及大股东补偿承诺的上市公司为对照样本。并对样本根据以下标准进行筛选:(1)剔除金融类上市公司;(2)剔除了财务数据和交易数据缺失的样本;(3)剔除B股公司定向增发A股,A股公司定向增发H股以及H股公司定向增发A股的样本;(4) 剔除定向增发购买资产宣告期间有重大事件发生的样本。 180个定向增发购买资产的上市公司样本分布情况如表1。
数据来自于CCER数据库、巨潮资讯网并通过手工整理得出。实证分析中用到的个股回报率和市场收益率数据来自CCER数据库。
(二)变量定义和模型构建(1)事件的确定及事件窗口的选择为了剔除定向增发公告效应的影响,以定向增发公告日(CCER数据库中的《资产交易数据库》提供的公告日期)为事件日,如果公告日停牌,则以公告日复牌后的第一个交易日为事件日,并定义为第0天。一般来说,事件期越长,检验效果越差,但事件窗口过短,则可能捕捉不到信息提前泄露问题[12],本文确定事件窗为(-10,+9)共20个交易日。估计期的长短并无统一标准,估计期太长,可能估计的联系已经不适合公司目前的情况,估计期太短则无法充分反映股票和市场之间的关系,本文选取的估计期为90个交易日,对应选取时间区间为(-120,-31)。(2)平均超额收益率和累计超额收益率的计算个股收益率(Rit)、市场收益率(Rmt)分别采用CCER数据库中的“回报率”和“总回报率”。根据市场模型,假定市场收益率和个股收益率之间存在线性关系,估计出α、β的值,然后计算出正常收益率,与实际收益率比较得出超额收益率(AR),据此计算。
四、实证分析
(一)按是否做出补偿承诺分类的公告效应对比分析
(1)对超额收益率进行T检验的结果及对比分析。表2表明,定向增发(做出补偿承诺)公告日前后共20个交易日内的AAR1大部分为正,只有4天为负,且检验结果不显著,从公告日前5天至公告日后3天这9天内,平均超额收益率都为正,且有8天的检验结果显著,说明定向增发(做出补偿承诺)公告对股价波动的影响高度集中在预案公告前后几天, 公告日前出现的显著不为零的超额收益率,说明市场已经提前得到定向增发相关信息,且在一定程度上认同了其价值并提前做出了反应,日平均超额收益率最大值出现在公告日当天,平均超额收益率高达3.0429%,检验结果高度显著,公告日之后,平均超额收益率出现了下降,说明市场对定向增发公告带来的利好预期已经逐步消化。从表2中定向增发(未做出补偿承诺)的T检验结果可知,AAR2在公告日前后产生显著为正的平均超额收益。从图1和表2中AAR1、 AAR2的独立样本T检验结果可知,在公告日前(-10,-1)的10天中,定向增发购买资产(做出补偿承诺)的日平均超额收益率高于定向增发购买资产(没有做出补偿承诺)的只有4天,且检验结果不显著;在公告日后(0,+9)的10天中,定向增发购买资产(做出补偿承诺)的日平均超额收益率高于定向增发购买资产(没有做出补偿承诺)的高达9天,且在T=1, 2,3,9这4天结果显著。说明投资者对定向增发中大股东做出补偿承诺的上市公司股价反应更加剧烈。
(2)对累计超额收益率的对比分析。参照(-10,9)事件期内的平均超额收益率AAR1和AAR2的变化,从事件期内选择(-10,-1)、(-2,2)和(-5,5)三个窗口。从表3可以看出,两组累计超额收益率在不同事件窗口内一直为正,且高度显著,说明定向增发公告的市场反应显著为正。在窗口(-10,1)内,由图2可知,定向增发(做出补偿承诺)比定向增发(没有做出补偿承诺)的累计超额收益率略高一些,但差别很小,表3中的独立样本T检验结果也发现差异不显著,说明市场对定向增发(做出补偿承诺)公告仅有朦胧的预期。 从其他窗口来看,定向增发购买资产(做出补偿承诺)的累计超额收益率大大超过定向增发购买资产(没有做出补偿承诺),且检验结果高度显著。以上分析说明定向增发(做出补偿承诺)和定向增发(没有做出补偿承诺)公告都能产生显著为正的累计超额收益率,定向增发这一事件都得到了投资者的认可,定向增发公告都具有显著为正的股价效应, 但定向增发(做出补偿承诺))上市公司的宣告效应好于定向增发(没有做出补偿承诺),由此可知,大股东补偿承诺传递了积极的信号,市场获得了显著的正超额收益,保护了中小股东的利益。这证实了假设1。
注:AAR1、CAR1分别为做出补偿承诺的平均超额收益、累计平均超额收益;AAR2、CAR2分别为没有做出补偿承诺的平均超额收益、累计平均超额收益;*,**,*** 分别代表在10%,5%和1%的水平上显著。
注:AAR1为作出补偿承诺的平均超额收益,AAR2为没有作出补偿承诺的平均超额收益。
注:*,**,*** 分别代表在10%,5%和1%的水平上显著。
注:CAR1为作出补偿承诺的累计超额收益;CAR2为没有作出补偿承诺的累计超额收益;*,**,***分别代表在10%,5%和1%的水平上显著。
(二)按补偿承诺方式分类的公告效应对比分析由前文可知,大股东做出补偿承诺的上市公司125家,补偿方式为现金补偿的上市公司63家,补偿方式为股份回购的上市公司54家,补偿方式为现金补偿和股份回购结合的上市公司8家,由于现金补偿和股份回购结合的上市公司只有8家, 所以只对做出现金补偿和股份回购的上市公司进行分析。
(1)对超额收益率进行T检验的结果及对比分析。从表4和图3可以看出,在(-10,-1)事件期内,AR12和AR11的大小关系不明显,在(0,9)事件期内,AR12完全在AR2上方, AR11在T=2,3,6,8,9上大于AR2,说明现金补偿和股份回购都能产生正的超额收益;在(0,8)事件期内AR12完全在AR11上方,且在事件期(0,4)内,AR12显著大于AR11,说明投资者对于股份回购补偿更加信赖,股份回购比现金补偿能够产生更大的正的超额收益。
注:AR11为做出现金补偿承诺的平均超额收益;AR12为做出股份回购承诺的平均超额收益;AR2为没有做出补偿承诺的平均超额收益
注：AR11为做出现金补偿承诺的平均超额收益；AR12为做出股份回购承诺的平均超额收益；AR2为没有做出补偿承诺的平均超额收益。
(2)对累计超额收益率的对比分析。参照(-10,9)事件期内的超额收益率AR11和AR12的变化,从事件期内选择(-10,-1)、(-2,2)和(-5,5)三个窗口。从表5可以看出,两组累计超额收益率在不同事件窗口内一直为正,且高度显著,说明两种补偿方案的市场反应都显著为正。在窗口(-10,1)内,由图4可知,现金补偿方案比股份回购补偿方案的累计超额收益率高一些,且差异值在10%的水平上显著, 这可能与信息提前泄露的时间有关。从其他窗口来看,股份回购补偿方案的累计超额收益率大大超过现金补偿方案, 且检验结果高度显著。说明股份回购能够比现金补偿产生更大的正的累计平均超额收益,股份回购能够比现金补偿传递更为积极的信号。这证实了假设2。
注:*,**,*** 分别代表在10%,5%和1%的水平上显著。
注：CAR11为做出现金补偿承诺的累计平均超额收益，CAR12为做出股份回购承诺的累计平均超额收益，CAR2为没有做出补偿承诺的累计平均超额收益。
五、结论
信号损伤补偿 篇6
线性调频信号和相位码信号是脉冲雷达最常用的2种脉冲压缩信号,相比而言,后者在脉冲雷达中应用的较少,最主要的原因就就是目标的多普勒频移会严重破坏相位编码信号的相关性[1,2]。随着对雷达抗干扰性的要求越来越严格,作为低截获概率信号的相位编码信号会被越来越重视。它不仅抗干扰性强,而且由于其模糊图为图钉形,具有很高的时延和多普勒分 辨能力,没有距离—多普勒耦 合问题[3,4]。
相位编码信号的多普勒敏感性是其主要缺点,可采用补偿方法进行解决。多普勒频率补偿就是对回波信号中包含的多普勒频率进行补偿,以消除多普勒频率在脉冲压缩中造成的不利影响[5]。
目前多普勒补偿的主要方法是采用多通道多普勒滤波器组进行多普勒估计,该方法优点是不需要已知目标的多普勒信息[6,7]; 缺点是补偿精度低,运算量大且不适用于高速远距离目标。本文针对跟踪雷达的特殊性,可通过信号处理或数据处理得到目标的多普勒信息,采用多普勒直补方法,用于已知目标速度的跟踪波位进行多普勒补偿,不仅大大减少了运算量节省了硬件资源,还提高了补偿精度。该方法较好地解决了相位编码的多普勒敏感性问题。
1 多普勒敏感性分析
一般相位编码信号的复数表达式为:
式中,f0为载波信号的频率; φ( t) 为相位调制函数,对二相编码信号来说,φ( t) 只有0和 π 两个取值;a( t) 为复包络幅度,一般取1。
经过混频后的视频回波信号表达式为:
式中,tr为回波延时,反映目标距离信息; fd为目标多普勒频率,反映目标速度信息; φ0为初始相位。
经过脉冲压缩后的多普勒损失为:
式中,N为码元个数; τ 为码元宽度[8,9]。
有无多普勒频率的时域和脉冲压缩幅度对比图如图1所示。信号为63位M序列码,码元宽度为0. 25 μs,波长为3 cm,多普勒速度v = 500 m / s,可见由于多普勒影响,主瓣损失了4. 37 d B。
不同脉宽和多普勒频率的脉压后多普勒损失如表1和表2所示,码元个数N取值为31 ~ 1 023,多普勒速度为5 ~ 1 000 m/s,可见随着码元个数的增加( 对应远距离目标) 和多普勒速度的提高( 对应目标速度) ,脉压损失会急剧增加,以至脉压主瓣消失无法检测目标。
2 补偿原理及算法分析
多普勒效应分为脉间多普勒和脉内多普勒。脉间多普勒是指相邻脉冲重复周期的2个脉冲在“慢时间”间隔产生的多普勒频移; 脉内多普勒是指单个脉冲内部相邻距离单元之间在“快时间”内产生的多普勒频移。对相位编码信号,较小的脉内多普勒频移也会造成匹配滤波器失配,正如上节分析所述,因此要消除脉内多普勒。而脉间多普勒如果也同时消除,那么回波中便不再含有多普勒信息,以致后面无法进行动目标处理,因此多普勒补偿就是要补偿掉脉内多普勒并保留脉间多普勒。
传统补偿算法是利用目标多普勒信息,产生一个负向多普勒频率补偿信号,与回波信号相乘以抵消掉目标中的多普勒信息。
传统多普勒补偿信号为:
与回波信号相乘后为:
可见补偿后的回波信号已不再含有目标多普勒频率fd,因此不会影响脉冲压缩性能,但完全补偿掉多普勒频率后,后续无法进行动目标处理或相参积累,这对跟踪雷达来说是无法接受的。提出一种脉内多普勒补偿方法,既消除脉内多普勒,使脉冲压缩不受影响,又保留脉间多普勒,使动目标处理能够正常进行。
脉内多普勒补偿信号为:
式中,T为脉冲重复周期; rem是取余符号,就是对每个脉冲补偿相同的补偿信号,使不同脉冲相同距离单元的补偿角度相同,相同距离单元间的相位关系不变,以保留目标回波中的脉间多普勒信息,并且补偿了脉内多普勒信息。
与回波信号相乘法后为:
式中,floor是取整符号,M = floor( t/T) 为脉冲编号( 取值: 0,1,2,3…) 。可见补偿后消除了脉内多普勒信息,只是增加了固定的相位2πfd* T* M ,且保留了脉间多普勒信息,相邻脉冲间的相位差为2πfd* T 。
3 仿真及实现
仿真条件如下: 信号为63位M序列码,码元宽度为0. 25 μs,波长为3 cm,多普勒速度v = 500 m/s,快、慢时间域采样点数分别为63和8。有无多普勒频率补偿的脉冲压缩和动目标处理( FFT) 后幅度对比图如图2所示。可见应用了多普勒补偿后,消除了脉内多普勒信息使脉压后主瓣减少损失4. 37d B,而且保留了脉间多普勒信息使动目标处理后主瓣减少损失了1. 8 d B。
多普勒补偿实现原理如图3所示。根据数据处理提供的目标多普勒频率,通过数字NCO产生对应频率的复频率信号sc2( t) ,再与目标信号sr( t) 相乘以消除目标中的多普勒频率,最终再对无多普勒频率的信号进行脉冲压缩。由于后面还要进行动目标处理,因此单个脉冲内部的脉内多普勒可以消除,但多个脉冲相同距离单元之间的多普勒信息却一定要保留,因此通过零公里信号rrp进行控制数字NCO,使每个PRT开始从相位零重新开始补,以保证多个脉冲之间保留脉间多普勒信息。
4 结束语
本文给出了一种跟踪雷达相位编码信号多普勒补偿方法,可以根据数据处理或其他途径给出的目标速度信息对跟踪波位进行多普勒补偿。通过仿真实验证明能够满足相位编码多普勒补偿的全部要求,既消除了对脉压处理精度影响的脉内多普勒信息,同时还保留了后续动目标处理所需要的脉间多普勒信息。仿真数据表明,这种算法可以精确地补偿目标多普勒的影响。该方法也已成功应用于跟踪雷达信号处理中。对于其他一些已知目标粗略多普勒信息的场合,该算法同样适用。
摘要：在M序列码信号脉冲压缩中存在着多普勒频率敏感问题,需要对多普勒频率进行补偿。在分析多普勒敏感性原因的基础上,提出了一种跟踪雷达补偿算法,可以同时补偿脉内多普勒和脉间多普勒,消除目标速度的影响,适用于高速远距离目标,易于工程实现且不影响后继动目标处理。通过MATLAB仿真证明了这一算法的正确性与可行性。