电流行波

电流行波（共4篇）

电流行波 篇1

0 引言

我国配电网中性点普遍采用不接地或经消弧线圈接地(统称非有效接地)的运行方式[1]。到目前为止,虽然有部分选线装置在使用,但选线成功率极低,不少变电站将其停运,中性点非有效接地系统的选线问题仍然是一个困扰电力工作者的难题。

近年来,对配电网的选线问题研究越来越多,出现了利用稳态分量,暂态分量和注入法的三类选线方法,如比幅比相法[2],有功分量法,五次谐波法[3],首半波法[4]和信号注入法[5]。这些方法各有优缺点,多数只能适用于中性点不接地或不直接接地系统,具有局限性,并且选线准确性受到一定质疑[6]。

配网行波选线法的思想是受输电系统行波测距原理所启发。国内对配电系统的行波选线原理研究较少,但已有学者证明配电系统行波选线甚至测距都是可行的,并且做了一些有意义的工作[7~12]。这些方法多使用零模或线模电流进行判断,这在仅含有两相电流互感器的线路中选线算法失效。另外,虽有人想出了适用于仅含两相电流互感器线路的选线方法,但判断过程较繁琐,还得分类讨论,能否应用于两出线系统还有待考证。本文在前人工作的基础上,仔细分析行波传输特征,得出了简单有效的选线算法,该法与前人方法最大的区别在于它是基于时域行波全电流的,而非模域电流,可以适用于含有三相、两相甚至是单相电流互感器线路,该法在两出线系统中仍能正确选线,精度很高,由于本方法是基于复小波而非实小波进行分析,因此也就避免了实小波分析时出现的各种幅值极性震荡不稳定情况,从而使本方法较实小波选线准确度更高。该法具有耐过渡电阻、过渡相角和故障距离能力,且与中性点接地方式无关,仿真结果证实了该法的有效性。

1 复小波简述

到目前为止用于选线的小波都属于实小波,但是实小波有几个突出的缺点:时移敏感性,缺乏方向性和缺少相位信息。由于本文选线算法与后两个缺点无关,因此主要考虑它的时移敏感性。造成实小波时移敏感性的主要原因在于实小波的下采样或者说实小波基函数不解析,而双树复小波[13]所设置的双树变换具有半采样点延迟关系,等价于加倍采样率,从而克服了下采样所导致的各种问题,或者说是复小波的解析性克服了时移敏感性。双树复小波具有近似解析性,双树正交性,线性相位,精确重构性,低复杂度(2倍于实小波变换),被认为是理想的小波变换工具。通过下边的仿真实例可以看到复小波的优点。

图1中左图是复小波对阶跃信号的变换结果,右图是实小波变换结果,d1~d4,a4分别表示各尺度重构信号。由图可见,当信号有时延时,复小波变换结果也有相类似的时延,不会像实小波变换那样出现震荡的情况。这说明复小波变换具有时移不变性,而实小波变换没有这个特点。可以预见,当分析信号时,若在时域或小波域对信号做了任何处理,打破了小波变换的平衡,那么实小波变换结果都是不准确的。而复小波变换就避免了这个问题。从而使分析结果更可信。图2是对同一个行波电流初始波头变换的结果,上边两图分别是实、复小波对电流行波ib 2,ib3第1~512个数据点的变换结果(左实右复),下边两图分别是实、复小波对该电流行波第100~611个数据点的变换结果(左实右复)。由这四幅图对比可知当信号段选择不同但都包含所需要的区域时,对这个区域的变换结果,实小波表现出来的是极性和幅值大小都有所改变而复小波变换结果不变,由此可见复小波变换结果更稳定,更可信,更适宜进行信号分析。由于对行波进行实际分析时,所选择的信号采样点数不是定值,因此若使用实小波进行分析所得的结果就可能不相同,从而无法做出正确判断,但用复小波分析的结果是相同的,与采样点数无关,因此应该使用复小波分析更稳妥。

2 考虑电容的故障选线算法

2.1 不考虑电容的故障电流行波特征

图3是中性点经消弧线圈接地/不接地的配电系统示意图。图中设置的是C相线路经过渡电阻Rg接地。

根据线性电路叠加原理,可知:

其中:U0为故障点合成电压;i为故障支路电流;Uc为故障前故障点的正常电压;U为故障分量回路故障点的残压;Rg为过渡电阻。据此可得故障分量回路伏安关系:

对故障情况,采用一般的时域法由于存在三相之间的耦合导致求解困难,多数均选用模域变换法。在此选择应用最广泛的凯伦贝尔(Karrenbauer)变换用于相分量之间解耦:

式中:x0为零模分量;x1,x2为线模分量;Xa,Xb,Xc为相分量。

当采用上述变换后,三相之间的关系就演变成为三个模分量之间的关系。这三个模分量是相互独立的,可以单独用来分析,因此三相系统的问题就转化成单模系统的分析。

根据模量关系的独立性有以下模域欧姆定律成立:

其中:Z表示模阻抗;U为模电压;i为模电流。由于行波阻抗与线路长度无关,而一般故障点发生在电缆线路与架空线交界处的情况不太多,因此,故障点两侧完全可以等价于与两个大小相同的波阻抗相连。对于稳态情况是不会有行波出现的,只有在发生故障后,在故障分量回路会出现一个由故障点向两侧行进的行波,根据电压行波的连续性可知,两个向两侧行进的电压行波是相同的,而波阻抗又相同,因此两个行波电流是相等的。若以i0,i1,i2分别表示故障支路的行波模电流,Z0、Z1、Z2表示输电线路(非故障支路)的各模波阻抗(对于均匀换位线路,Z1=Z2),可得C相故障时的各种关系:

结合相模变换矩阵(3),可得

2.2 相电流行波选线判据

设配电系统有n条出线,当故障发生后故障行波就会由故障点向两侧行进,朝左方行驶的行波遇到不连续点(母线)时,就会发生波的折射与反射,折射波进入其他出线,反射波与入射波叠加形成故障线路的测量行波,当反射波行进到故障点时又会发生折射反射,此时的反射波开始向左端的母线行进,而故障点右侧的初始行波在对端母线(或不连续点)所产生的反射波也会透过故障点(折射)朝左端母线行进,当故障点选择不同时,这两个反射波的波头谁先到达左端母线是不确定的,因此本文就着手提取第一个初始行波波头,这就避免了各种反射波的影响,从而使所提出的算法更准确。请注意:本文以后的各种分析,结论都是基于初始行波的。

由于初始行波频率很高(达10~100 k Hz),配电变的阻抗与频率成正比,因此配电变很少有行波通过,可视为开路。由于母线尺寸很小,行波在其内的传播过可以忽略不计。这样当不考虑母线分布电容时,行波的流通路径就只有各条出线。根据彼德逊法则可得故障行波的流通示意图如图4。

根据电流电压连续性关系可得

其中:U1q,i1q为故障线路电压电流前行波;U1f,i1f为故障线路电压电流反行波;Z为故障线路波阻抗;i2z,…,inz,U2z,…,Unz为正常线路电流、电压折射波。一般各出线线路类型一致,因此各出线波阻抗相等。规定由母线流出的电流为正,据此化简上式有:

式中:iz为电流折射波;i1合为故障线路电流合成波,n为出线条数。

当c相故障时,由于线模行波比零模行波传输速度要快很多而两个线模分量传输速度相同,因此电流互感器所传变的初始波头仅含有两个线模分量,将式(6)代入式(8),再结合式(3)可得故障线路各相与非故障线路各相的比值关系:

其中:ifa,inormala分别为故障线路与正常线路的a相初始行波电流。其他符号类似讨论。当a相,b相,母线故障时分别得比值情况:

由上述三种情况的比值关系可知:

(1)对同一线路来说,故障时三相初始电流行波之和等于0。

(2)对同一线路而言,故障相初始电流行波幅值是非故障相初始电流行波幅值的2倍,极性相反。两个非故障相初始电流行波幅值相等,极性相同。

(3)对不同线路来讲,故障线路与非故障线路同一相初始电流行波的比值是一个定值,等于−(n −1) 。

(4)母线故障时,各相电流初始行波幅值相等,且同极性。

相初始电流合成行波幅值应理解为该相电流值的突变量,而非绝对量。通过仿真验证上述理论与仿真结果吻合。

通过对以上规律总结可得选线判据:

如果线路j的任意一相电流初始行波幅值是其它任何线路的相同相电流初始行波幅值的k倍(k>n-1),而其他所有线路相同相电流的初始行波幅值近似相等,则线路j为故障线路。如果所有出线相同相电流初始行波幅值近似相等,则母线故障。这在含三相电流互感器,两相电流互感器的线路中都能应用。为综合利用信息,本文构造λ=-(ia+ic)来作为各出线的初始行波判别量。当采用复小波对各出线λ量进行处理时,上述比值关系转换成相应行波电流复小波变换初始模极大值之比。即:若

线路j故障;否则若

母线故障。其中wi表示线路i的λ量的复小波变换模极大值。

从上述推导过程可以看到,这个比值与电压大小无关(从而与故障相角无关),不受过渡电阻,出线长短影响,更不受中性点接地方式影响(通过仿真可以验证,消弧线圈支路电流行波为0)。当仅有2条出线时,从理论上讲本方法是无法区别线路故障与母线故障的,但由于复小波变换的特殊性和分布电容对非故障线路的平滑作用(分布电容对故障线路无平滑作用),使故障线路与正常线路的差别仍然会很大,此时仍能选出故障线路。因此本方法适用于各类接地方式的配电线路。

在此没有考虑极性关系是因为当对含噪信号进行滤波重构后,如果去噪处理不当,在母线电容较大时就会出现复小波(或小波)变换的极性翻转,从而使极性关系不再成立。另外本文选用复小波是由于它幅值具有平移不变性(而非相位),能够克服各类实小波变换中所出现的震荡失稳的情形。当用实小波对信号进行各种额外处理时(如去噪),此时信号的变换结果与不进行额外处理时相比,结果迥异,尤其是极性关系。这也是学者们发展复小波的一个主要原因。正因为复小波有诸多的优越性,而其幅值关系比极性关系更稳定,因而仅采用幅值判据。

2.3 母线电容对选线判据的影响

由于母线一般情况都有补偿电容和对地分布电容,互感器、变压器高压绕组、套管、断路器等设备也都含有对地分布电容。它们可以用一个集中总电容C来等效[14]。不同的变电站这个值大小有别,据估算都在0.015µF以上,因此当考虑各种分布电容时,行波的传播路径相当于多了一条出线,只是这条出线上接的是电容元件。据彼德逊法则有以下等效电路图(如图5)。

图中C为母线电容;Z为除电容外各正常出线的等效波阻抗;Z1为故障线路波阻抗;i为Z支路初始行波电流。其他参数同对式(7)的解释。

由图5可得:

解得:

当C相接地短路时,得此时的故障线路各相与非故障线路各相的比值:

其他相短路时类似,只需将公式里边的1换成(1-ϖ)即可。观察此时的规律,发现:

(1)当考虑母线和设备分布电容时,2.2节的(1),(2)关系仍成立,与有无分布电容无关。

(2)对不同线路而言,故障线路与非故障线路同一相初始电流行波的比值仍然是一个定值,等于

可见,考虑分布电容时,由于(2)的原因使比值有所出入,这将影响选线判据。为此考察(1-ϖ)具体取值情况。由于影响ϖ的有n、C,而Z一般变化较小,尤其是在出线较多时,变化更小,因此主要考察n、C对ϖ的影响。下边列出当C、n取不同值时的关系曲线(如图6)。

由以上曲线变化情况可以知道,当C很大,出线n在20左右时,上述绝对比值远大于(n-1),从而使选线判据更灵敏。n减小时上述比值进一步加大。当C较小时,上述比值稍大于n-1。由于不论C、n如何变化,(1-ϖ)最大值为1,最小为0,因此上述比值永远大于n-1,故母线和设备的分布电容对选线判据无影响。

3 仿真验证

按图1搭建四出线10 k V系统,消弧线圈接地(10%过补偿),线路参数如下:变压器110/10 k V,正序参数:R1=0.48Ω/km,L1=0.928 3 m H/km,C1=0.0703 8µF/km,零序参数:R0=0.79Ω/km,L0=4.214 6 m H/km,C0=0.043 6µF/km;四条出线的长度分别为6 km、16 km、24 km、20 km,输电线路采用贝杰龙分布参数模型。限于篇幅现仅将结果列出。

算例一:不计分布电容,Rg为50Ω,故障相角为70°距母线20 km处线路3C相短路各线路λ量复小波变换结果如图7(a)。从中可以看到线路3初始模极大值与其他线路初始模极大值之比为13.7,远大于3,而线路1、2、4初始模极大值比值为1,证明这三条线路特性一致,均与线路3特征相反,由此判定为线路3短路接地。

算例二:不计分布电容,分析最恶劣情况即距母线0.5 km经500Ω过渡电阻短路,故障相角为20°时判据的灵敏度。从图7(b)可以看到,虽然此时距母线很近,线模行波与零模行波到达母线的时间不易区分,但从各线路λ量的变换结果来看仍然区别明显:故障线路与正常线路初始模极大值之比等于11.7,非故障线路之间的比值仍为1。因此,很容易判断出线路3故障。

算例三:考虑分布电容时,C=1.5µF,此时仍选择与算例2相同的最不利情况来分析。从各线路λ量的时域仿真图形(图8(b)-λ1、λ2、λ4)来看,此时正常线路λ量与不考虑分布电容时见(图8(a)-λ1、λ2、λ4)相比要平滑得多,波头上升变得很平缓,但仍然存在奇异点,而故障线路λ(见图8(b)-λ3和图8(a)-λ3)量基本上不会受到分布电容的影响。因此复小波变换结果使这两类线路的差别比不考虑电容时更大,更有利于判别故障线路。从变换结果(图7(c))看也可以知道,此时故障线路模极大值是正常线路模极大值的1 000倍,而正常线路之间几乎没有差别,比值仍为1,即分布电容会增加判据的灵敏度。

算例四:当母线短路时,由于实际一般都有分布电容,此时考虑存在分布电容,且经大电阻Rg=500Ω接地,故障相角较小为20°的不利情形。此时分布电容对各条出线的影响相同,都增加了阻尼,使波头上升变缓(图略)。通过图7(d)可以看到四条出线的初始模极大值相同,比值近似为1,由此可知这些出线特性一致,应判定为母线故障。

表1列出1~4算例所对应的模极大值情况与选线结果。

当仅有两条出线时,下边给出最不易区分故障线路的情况:距母线0.5 km处短路,大过渡电阻接地,故障电压相角很小。此时分别考察存在分布电容与不存在分布电容的情形。由仿真结果(图9)可以看到,考虑电容时,故障线路与非故障线路复小波变换比值为1 000,不考虑电容时,此比值为10.7,可见只存在两条出线时,本算法仍能正确选线,精度仍然很高。

表2列出了两出线时上段两个算例所对应的模极大值情况与选线结果。

4 结论

在对中性点非有效接地/不接地系统单相接地故障行波传输规律分析的基础上,本文提出了基于复小波变换的相电流行波选线算法。由于复小波的时移不变性克服了实小波变换结果的不稳定性,从而使本选线算法更可靠。本算法简单,仅需判定幅值即可,不必做大量计算,适于在线分析。实际变电站母线端都含有分布电容,而本文通过理论和仿真证明了分布电容对所提出的选线算法不但不影响选线效果,反而能增强选线灵敏度,从而使选线结果更准确。理论与仿真表明,本算法不受过渡电阻、补偿方式、故障相角和故障距离的影响,在各类出线线路类型相同的变电站均适用。

摘要：在对配电网单相接地故障电流行波分析的基础上,得出了各相电流初始行波之间的恒定关系式,提出一种基于具有时移不变性的双树复小波的选线算法,该算法避免了实小波的各种缺点,防止选线失效,同时也解决了仅含两相电流互感器的选线问题。另外,考虑了母线分布电容对选线算法的影响,得出分布电容不但不会削弱选线效果反而更有利于选线的结论。通过仿真实例验证了所提出的算法有效、可行、灵敏度高,能够适用于任何出线线路类型相同的配电网。

关键词：单相接地故障,电流行波,双树复小波,时移不变性,分布电容

电流行波 篇2

超、特高压输电网的发展, 对继电保护的要求越来越高, 传统的基于工频电气量的保护难以满足超、特高压线路对快速保护的要求。基于暂态行波故障信息的继电保护原理具有高速的动作性能, 为超、特高压线路继电保护提供了新的解决方法。早在20世纪70年代, 行波保护的思想就已经被提出[1,2]。但由于当时硬件水平和数学处理方法的限制, 行波保护装置在现场运行出现了可靠性低等问题[3]。20世纪90年代以来, 由于小波变换这一数学工具的发展, 国内外又兴起了行波保护的研究热潮。基于小波变换的行波极性比较式[4]、行波幅值比较式[5]、波阻抗继电器[6]等新型行波保护原理被提出。但是, 由于传统的电容式电压互感器 (CVT) 对于高频的行波信号不具备良好的传输特性, 使得这些原理无法在现场中具体应用。文献[7-8]提出了极化电流行波方向继电器, 使用电压的工频分量信息与电流的高频分量信息构成方向继电器, 既保留了利用行波作为故障信息不受长线分布电容和电流互感器 (TA) 饱和影响等优点, 又规避了CVT的传变特性难题, 有效地解决了这个问题。目前, 基于该原理研制的超高压输电线路行波保护装置, 已经投入西北某750kV线路试运行[9]。

随着输电距离的增加, 输电线路阻抗显著增加。为了提高线路传输功率极限和系统稳定性, 串联补偿技术在远距离、大容量输电线路中得到了广泛的应用[10], 一般高压输电线路的补偿度为20%~80%[11]。在串联补偿线路中, 由于线路串联补偿电容的存在, 线路的故障行波在传输过程中将受到影响, 从而影响极化电流行波方向继电器的动作性能。

本文研究了故障行波在含有串联补偿电容的线路上的传播特性, 对极化电流行波方向继电器在串补线路中的动作性能进行了分析, 指出其在串补线路中应用存在的问题。针对这一问题, 利用CVT的频率响应特性, 对极化电流行波方向继电器进行了改进, 并通过仿真验证了所改进算法的正确性。

1 极化电流行波方向继电器简介

极化电流行波方向继电器[7]基于极性比较式行波保护原理, 利用故障后1ms时间内的电压突变量工频分量的极性与电流初始行波的极性构成故障方向判据。考虑到三相线路之间存在互耦, 使用式 (1) 中的凯伦贝尔 (Karrenbauer) 变换对三相电流、电压进行相模变换解耦, 并对相模变换后的电压、电流模分量进行小波变换, 取电流信号高频尺度下和电压信号工频尺度下的初始模极大值, 构成判据如式 (2) 至式 (4) 所示。当任一判据满足时, 判断为正向故障;否则, 判断为反向故障。

式中:uα, uβ, uγ为电压模量;ua, ub, uc为三相电压;MIi为电流模极大值;MUi为电压模极大值。

2 串补线路的频率特性分析

在高压输电线路上, 串联补偿电容一般安装在线路的一侧、两侧或者中部。无论串补电容的安装位置如何, 对于线路两端的保护来说, 故障行波的传输都可以分为经过电容和不经过电容这两种情况。考虑串补电容安装在线路的一侧, 并考虑高压线路两端装有补偿电容电流的并联电抗器。含有串补电容的输电线路如图1所示, 串补电容安装在线路MN的M端母线侧。

图1中, 当线路MN上F1处发生故障时, 故障点将产生故障行波并向两端母线传输。对于N端保护, 故障行波传播并不经过串补电容, 只需要考虑并联电抗器的影响。文献[12]分析了极化电流行波方向继电器在含有并联电抗器的输电线路上的特性, 分析表明该原理受并联电抗影响较小, 能够应用于含并联电抗器的输电线路上。对于M端保护, 根据彼得逊法则, 其行波计算等效电路图如图2所示。

考虑CVT安装在母线侧和线路侧两种情况, 计算可得母线侧、线路侧测量的电压、电流如下:

式中:M2=LC1 (Z1+Z2) ;M1=L+C1Z1Z2;M0=Z2;UM (s) , IM (s) 分别为母线侧的电压、电流;UL (s) 为线路侧电压;U (s) , I (s) 分别为故障点产生的故障电压行波和故障电流行波;Z1, Z2为线路的等效波阻抗;C1为串补电容的大小;L为并联电抗器的电感值;ηuM (s) , ηuL (s) , ηi (s) 为定义的电压和电流系数。

对于高压输电线路, 取两端的并联电抗补偿度都为40%, 把相应的参数代入式 (5) 至式 (7) , 可以得到电压系数和电流系数的幅频响应和相频响应特性, 如图3至图5所示。

从电压、电流系数的幅频和相频响应特性可以看出, 由于串补电容的作用, 电压、电流行波的1kHz以下的低频分量存在一定的幅值和相位变化。串联电容的补偿度越大, 对电压系数和电流系数的幅值及相角的影响越大。

对于电流行波来说, 其采用的是高频分量, 从图5可以看出, 串补电容对于1kHz以上的高频分量基本没有衰减和相移, 所以电流初始行波高频分量的极性不会受到串补电容的影响。

当CVT位于母线侧且电容补偿度较小时, 电压系数在工频处衰减和相移较小, 极化行波方向继电器可以适用。但是对于补偿度较大的线路, 极化行波方向继电器将不再适用。当补偿度为50%时, 电压系数在工频分量处存在大约1/3的衰减和70°左右的相移。这样对于故障电压分量来说, 幅值衰减过大将导致保护的灵敏度不足, 而且过大的相移会使波形发生严重的畸变, 可能造成行波初始极性反转, 导致保护误动作。当CVT位于线路侧时, 虽然电压系数的幅值在工频处有一定的增大, 但是其存在约-30°的相移, 仍然会影响行波初始工频分量的极性, 使保护误动。对于串补线路, 由于受到串补电容的影响, 只能利用行波1kHz以上的分量来构成保护算法。

当发生反向故障时, 故障行波的传播也将受到串补电容的影响, 同样也存在上述现象, 极化行波方向继电器的动作特性同样会受到影响。

3 CVT的频率响应特性

CVT广泛应用于220kV及以上高压输电线路中, 用于电压信号的测量。它是由电容分压器、串联电抗补偿器、中间变压器和谐振电路组成[13,14], 其等效电路图如图6所示。

CVT根据谐振电路的不同, 可以分为谐振型阻尼器和速饱和型阻尼器。速饱和阻尼器型CVT由于其良好的暂态特性, 在安装快速保护的高压线路中得到了广泛的应用[15]。在工频保护的研究中, CVT建模并没有考虑互感器一次侧、二次侧和一二次侧之间的杂散电容。这是因为这些杂散电容都比较小, 约为几十到几百皮法, 对于CVT的工频响应来说, 影响较小, 可以忽略不计。但是, 行波保护研究的是故障后的高频暂态信号, 杂散电容将对行波的传播特性产生影响, 所以必须考虑CVT中杂散电容的影响。在EMTP中建立速饱和型CVT的宽频等效模型, 对其进行频率分析, 模型参数见附录A表A1, 负载容量取50VA, 功率因数为1.0。CVT的幅频响应和相频响应特性如图7所示。

从图7可以看出, 在10~2 000 Hz频段内, CVT能够有效地传变一次侧的电压量。但是对于大于2kHz的电压分量, CVT将使其产生严重的衰减并产生一定的相移, 不能有效地传变。对于行波保护来说, 由于CVT传变特性的限制, 只能够利用频率为10~2 000Hz的电压分量来构成保护算法。

4 算法改进

文献[16]指出, 初始电压行波在小波变换各个频带下的极性是一致的。这就可以利用电压其他频率分量的小波变换模极大值来代替电压行波的高频分量, 构成改进的极化电流行波方向继电器。

将图7位于10~2 000Hz处的相频特性放大, 并使用线性坐标, 如图8所示。在200~1 400 Hz的频率分量处, CVT的相频响应特性具有线性相位, 具有线性相位的系统能够使信号无失真输出。这样, CVT在此频率段内输出的二次信号能够真实地反映一次侧的信号, 可以利用该频率段的电压分量来构成保护判据。

结合串补线路对于电压行波1kHz以上分量能够有效传变的特性, 可利用电压行波1kHz所在频带的分量与电流行波高频分量构成改进算法。

本算法采用400kHz采样率, 并使用小波变换对电压故障分量和故障电流进行多分辨率分析。对于电压故障分量, 使用第8层小波变换 (对应频率分量为0.781 25~1.562 5kHz) 获得该频率段的模极大值。取其模极大值与电流行波的第2层小波变换 (对应频率分量为50~100kHz) 模极大值构成保护判据。具体故障判据与式 (2) 相同。为了防止噪声的影响, 需要设定启动阈值。只有当信号大于启动阈值时, 保护判据才投入。

虽然, 当串补电容只安装在线路一端, 区内故障时另一端检测到的电压行波不受串补电容的影响。但是, 当正向区外故障时, 故障行波的传播仍然会经过电容, 电压行波工频分量仍会产生畸变, 原有的极化电流行波方向继电器将不再适用。因此, 在串补线路的应用中, 在线路两端都采用改进算法。

5 仿真验证

5.1 仿真模型

采用图1所示的750kV输电线路系统, 在EMTP中建立仿真系统模型, CVT安装在母线侧, 同时建立CVT的宽频等效模型和TA的等效模型。线路MN长度为400km, 线路参数如表1所示[17]。

5.2 仿真结果

当正向F1处发生A相故障时, 二次侧α模量电压和电流波形及其小波变换和模极大值如图9和图10所示。可以看出, 电压二次波形的高频分量衰减较大, 波头变得较缓, 使用第8层小波变换模极大值能够正确地提取出初始电压波头的极性。而电流二次侧波形基本与一次侧一致。

本文对于不同故障类型、故障距离、故障初相角和过渡电阻等情况进行了大量的仿真, 部分故障仿真结果如表2至表7所示。表中的电压、电流模极大值为使用故障特征最明显的模量所计算得到的, 是二次侧测量的值, 其额定电压为, 额定电流为1A。表中:“+”表示正向动作, “-”表示反向动作。

注:A相故障初相角为90°, 故障距离为100 km, 过渡电阻为1Ω。

注:A相故障初相角为60°, 故障距离为100km。

注:故障距离为100km, 过渡电阻为1Ω。

注:A相故障初相角为60°, 故障距离为100 km, 过渡电阻为1Ω。

注:A相故障初相角为60°, 过渡电阻为1Ω。

注:A相故障初相角为60°, 故障距离为100 km, 过渡电阻为1Ω。

不同的串联补偿度, 对于电压、电流的小波变换模极大值基本没有影响, 这说明改进算法所利用的电压、电流频率分量不受串补电容的影响。

当故障过渡电阻增大, 或者故障初相角减小时, 母线测量处所测量到的电压、电流行波都相应减小, 但仍然高于所设定的阈值。在过渡电阻为400Ω或者故障初始角为5°时, 改进算法仍然能够正确判断出故障方向。

对于不同的故障类型和故障距离, 改进算法能够正确地判断出故障方向。反向故障下, 改进算法同样能够正确动作。该算法也可以适用于串补电容装在线路一侧、两侧和中间的各种情况。

6 结论

1) 串联补偿线路中的串联电容对于行波的传播特性存在一定的影响, 串联电容对于电压行波的1kHz以上的分量基本上能够无畸变地传变, 对于0~1kHz的分量存在一定的幅值和相位畸变。极化电流行波方向继电器采用电流行波高频分量和电压的工频分量构成的故障判据, 在串补线路上存在灵敏度降低且可能出现误动的情况。

2) 速饱和阻尼型CVT对于电压10~2 000 Hz的频率分量能够有效无畸变地传变, 正确地反映电压行波的初始极性信息, 可以利用该频率段的电压信号构成保护判据。

3) 对极化电流行波方向继电器进行了改进, 利用小波变换的多分辨率分析, 提取电压行波1kHz所在频带 (0.781 25~1.562 5kHz) 的分量和电流行波高频分量, 构成改进的极化电流行波方向继电器, 解决了原有继电器在串联补偿线路上存在的灵敏度不足、误动等问题。仿真结果证明, 该改进继电器能够正确地识别正向、反向故障, 且在不同故障类型、故障距离、初相角、过渡电阻等各种故障条件下都能够正确动作。

附录见本刊网络版 (http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx) 。

摘要：极化电流行波方向继电器利用电流初始行波的高频分量信息和电压行波的工频分量信息构成保护判据, 突破了传统电容式电压互感器 (CVT) 不能有效传变高频电压信号的瓶颈, 实现了行波极性比较式方向保护, 并成功投入在超、特高压输电线路运行。但在含有串联补偿电容的输电线路中, 串补电容的存在将对行波的传播特性产生一定影响。对极化电流行波方向继电器在串补线路应用中所存在的问题进行了分析, 通过研究CVT的频率特性, 对其算法进行了改进。仿真结果表明, 该改进算法在串补线路中具有正确的动作特性, 且在各种不同故障下都有良好的动作性能。

电流行波 篇3

近几十年以来, 信息技术的飞速发展使得人们对信息的需求量日益提升。传统上, 信号从模拟到数字的转换一直都严格遵循奈奎斯特采样定理。该定理指出, 为避免信号失真, 信号的采样频率不得低于信号最高频率的2倍。随着各种信号处理系统获取数据能力的不断加强, 需要后期处理的数据量也以惊人的速度增加, 这无疑给系统的处理能力提出了更高的要求, 也给相应的硬件设备的设计带来了极大的挑战。因此在奈奎斯特采样定理指导下的信息获取、存储、融合、处理及传输已成为目前信息领域进一步发展的主要瓶颈之一[1]。

2004年, 由Donoho与Candés等人提出的压缩感知 ( Compressed Sensing, CS) 理论表明, 可以在不丢失逼近原信号所需信息的情况下, 用最少的观测数来采样信号, 实现信号的降维处理。即直接对信号进行较少采样得到信号的压缩表示, 从而在节约采样和传输成本的情况下, 达到了在采样的同时进行压缩的目的。当信号具有稀疏性或可压缩性时, 通过采集少量的信号投影值就可实现信号的准确或近似重构[2]。

压缩感知理论主要包括三个核心问题: 信号的稀疏表示、测量矩阵的设计和高效稳定的重构算法。信号的稀疏表示就是将信号投影到正交变换基时, 绝大部分变换系数的绝对值很小, 所得到的变换向量是稀疏或者近似稀疏的, 可以将其看作原始信号的一种简洁表达, 这是压缩传感的先验条件, 即信号必须在某种变换下可以稀疏表示。为了确保信号的线性投影能够保持信号的原始结构, 选择稳定的投影矩阵也十分重要, 且投影矩阵必须满足约束等距性 ( Restricted Isometry Property, RIP) 条件, 然后通过原始信号与测量矩阵的乘积获得原始信号的线性投影测量。最后, 运用重构算法由测量值以及投影矩阵重构原始信号。压缩感知理论框架如图1所示[4]。

目前, CS理论与应用研究正在如火如荼地进行: 在美国、欧洲等许多国家的知名大学如麻省理工学院、莱斯大学、斯坦福大学、杜克大学等都成立了专门课题组对CS进行研究:2008年, 贝尔实验室, Intel, Google等知名公司也开始组织研究CS;2009年, 美国空军实验室和杜克大学联合召开了CS研讨会, 美国国防先期研究计划署 ( DARPA) 和国家地理空间情报局 ( NGA) 等政府部门成员与数学、信号处理、微波遥感等领域的专家共同探讨了CS应用中的关键问题; 第二次以《压缩感知和高维数据分析》为主题的研讨会也在2011年的7月26 ~28日在杜克大学召开[5]。在国内, 一些高校和科研机构也开始跟踪CS的研究, 如清华大学、中科院电子所、西安交通大学和西安电子科技大学等。自从2006年CS的提出, 在IEEE的信号处理汇刊、信号处理快报汇刊、信号处理杂志、信息论汇刊等国际知名期刊上开始涌现出上百篇关于CS理论与应用方面的文献。国家自然科学基金委也自2009年起资助了多项压缩感知方法的研究, 涉及认知无线电、雷达成像、信号稀疏表示、多媒体编码、人脸识别等领域。

近年来, 压缩感知技术已经被广泛研究并应用于很多领域。其中, 加利福尼亚大学洛杉矶分校的Charbiwala等人率先将压缩感知技术 ( CS) 应用于获取神经动作电位信号的研究[6], 期望进一步简化神经动作电位的压缩采样, 实现复杂度通常低于传统的同类测量系统, 更适用于高通量神经信号的无线传输。该研究提出了相关思想并进行软件仿真, 将无线接收的不同种类神经动作电位信号进行分类, 但并未将接收后的重构信号与原始信号进行比较。

目前国内外无线神经信号检测的主要实现方案主要有以下六种:

( 1) 美国三角公司的方案———直接发送模拟信号;

( 2) 德国Multichannal公司的方案———将模拟信号数字化后再发送 ;

( 3) 仅提取动作电位的实现方案———提取了动作电位之后再发送[7,8];

( 4) 用DWT ( discrete wavelet transform) 方法实现压缩方案———用DWT方法对信号进行压缩后再发送[9];

( 5) 用CS方法实现压缩的方案———用CS的方法对信号进行压缩后再发送[10];

( 6) 用低采样率进行信号采样的实现方案[11]。

其中前两种方法压缩比为1∶1, 数据量并未减少, 传输负担比较重。第三种方法压缩比由测得神经信号发放率而定, 且提取过程较为复杂。第四种方法涉及到相当复杂的数字逻辑和硬件电路, 不易实现。第五种方法和第六种方法只是已提出初步想法, 并未进一步研究实现。但第五种方法已有压缩感知理论作为基础, 而第六种方法理论可行性还有待进一步考证。

目前研究的神经动作电位信号压缩采样与重构没有进行相关重构算法研究和重构前后信号的定量对比。本文的创新点在于采用4层db8小波对信号进行压缩, 并利用数学上的OMP算法对信号进行重构, 之后通过仿真软件进行波形对比且对重构信号与原信号关键点的相对误差进行计算, 误差均在15%以内且目测重构效果良好, 表明采用的压缩与重构算法对神经动作电位信号的可行性。具体操作过程如图2所示:

2 神经动作电位信号压缩采样与恢复算法

2. 1 神经动作电位信号的稀疏矩阵模型

神经动作电位是神经元活跃时的记录, 它包含了神经元活动的最关键信息。同其它生物电信号类似, 神经动作电位可以在正交小波基下被稀疏化。利用该特性, 可以在小波域内构造神经信号的稀疏矩阵。

采用非压缩的方法从脑神经信号记录中提取出一段动作电位数据, 为了方便正交小波计算, 将动作电位数据对齐在包含64个采样点的时间窗口内。以4层db8 ( 是我自己写的db8) 小波作为稀疏基得到小波系数, 其中可只包含少数显著的非零元素。设原始64位神经信号为x, 根据其稀疏特性, 原始信号可以表示成稀疏矩阵Ψ与稀疏系数s的乘积形式, 即x =Ψs。则所要构造的稀疏矩阵P =Ψ- 1, 使得将x与P相乘, 可以将原始信号稀疏化, 即s =xΨ- 1= xP。

稀疏矩阵的构造以离散小波变换 ( DWT) 的Mallat算法为基础而进行, 该算法由小波滤波器对信号进行分解, 具体过程可用式 ( 1) 表示[12]:

式 ( 1) 中, t为离散时间序列号, t =1, 2, …, N; f ( t) 为原始信号; j为层数, j =1, 2, …, J, 其中J = log2N。H, G为时域中的小波分解滤波器, 实际上是滤波器系数; Aj为信号f ( t) 在第j层的近似部分 ( 即低频部分) 的小波系数, Dj为信号f ( t) 在第j层的细节部分 ( 即高频部分) 的小波系数。

具体分解过程可由图3和图4表示[13]。

给定长度为N的信号, 那么DWT顶多包含log2N层。第一步由信号x产生两个系数集: 低频系数cA1和高频系数cD1。cA1由x和低通滤波器Lo_D卷积并隔2采样获得, cD1由x和高通滤波器Hi_D卷积并隔2采样获得。每个滤波器的长度为2N, 如果n =length ( x) , 则信号F和G的长度为n +2N -1, 系数cA1和cD1的长度为

接下来的每一步就是使用同样的方法将低频系数分解, cA1分解成为cA2和cD2, 依此类推, 如图4所示。信号x在第j层的分解结构为[cAj, cDj, …, cD1], 即为稀疏系数构成的矩阵, 包含信号重构所含有的信息。

这样, 已知原始信号x和稀疏矩阵s, 就可以求出稀疏矩阵P =Ψ- 1, 使得对于任意64位的神经动作电位信号, 都能通过4层db8小波变换将其稀疏化。

2. 2 测量矩阵的设计

为了重构稀疏信号, Candés和Tao给出并证明来传感矩阵珦Φ =ΦΨ必须满足约束等距性条件[3]。由于Ψ是固定的, 要使得珦Φ = ΦΨ满足约束等距条件, 可以通过设计测量矩阵Φ解决。文献[14,15]证明了当Φ是高斯随机矩阵时, 传感矩阵珦Φ能以较大概率满足约束等距性条件。因此可以通过选择一个大小为M×N的高斯测量矩阵得到, 其中每一个值都满足N ( 0, 1/N) 的独立正态分布。在本设计中, 取重构稀疏度为K =10, 同时, 为了便于硬件电路的实现, 测量矩阵选取由1、- 1组成的高斯随机矩阵来重构信号。

2. 3 神经动作电位信号的 OMP 重构算法

从数学意义上讲, 基于压缩感知理论的神经动作电位信号重构问题就是寻找欠定方程组 ( 方程的数量少于待解的未知数) 的最简单解的问题, L0范数刻画得就是信号中非零元素的个数, 因而能够使得结果尽可能地稀疏。

匹配追踪类稀疏重建算法解决的是最小L0范数问题, 最早提出的有匹配追踪 ( Matching Pursuit, MP) 算法和正交匹配追踪 ( Orthogonal Matching Pursuit, OMP) 算法。其中, 后者沿用了前者中的原子选择准则, 不同的是OMP算法要将所选原子利用Gram -Schmidt正交化方法进行正交处理, 再将信号在这些正交原子构成的空间上投影, 得到信号在各个已选原子上的分量和余量, 然后用相同方法分解余量。在每一步分解中, 所选原子均满足一定条件, 因此余量随着分解过程迅速减小。通过递归地对已选择原子集合进行正交化保证了迭代的最优性, 从而减少了迭代次数。另一方面, OMP的重建算法是在给定迭代次数的条件下重建, 这种强制迭代过程停止的方法使得OMP需要非常多的线性测量来保证信号的精确重建[4,16]。

先对OMP算法中的参数和计算公式加以说明。匹配追踪类算法中, 相关系数u的求解是通过公式 ( 2) 中求余量r和测量矩阵Φ中各原子之间的内积绝对值来实现的:

使用最小二乘法实现信号逼近和余量更新:

2. 4 实测数据压缩采样与恢复仿真验证方法

本实验的目的是首先构造出神经信号在小波域的稀疏矩阵, 使得压缩后的神经信号投影到小波域是K - 稀疏的。然后利用的合适的压缩测量矩阵和构造出的稀疏矩阵重构出原始信号来。其中, 原始信号是采用平面离体微电极阵列及Multichannel公司电生理检测系统记录的大鼠海马脑区切片神经电生理信号[17]。如图5所示, 该电生理信号的噪声基线约为±10μV, 在此基础上, 可观察到由活体神经元发放的动作电位脉冲信号 ( Neural Spike) , 脉冲幅度达±90μV, 脉冲发放间隔约250ms, 记录信噪比为9∶1。由于通常神经信号分析中只关心动作电位脉冲的幅度、波形及发放时刻, 而仅记录到噪声基线的部分属于冗余信息。因此采用压缩采样的方法, 有望提高数据获取和传输的效率。以下将仅对动作电位信号部分进行压缩采样。

截取一个时间段内产生的8个神经动作电位信号, 对其进行采样, 使得每个信号由64位离散点组成。

本次实验利用仿真软件进行数据处理和仿真。根据离散小波变换的Mallat算法构造压缩矩阵, 然后编写程序利用OMP算法进行求解, 完成神经信号重构。

实验数据为滤波后的8组64位神经动作电位信号, 信号压缩比为2∶1。

3 实验结果与分析

将重构后的信号与原信号进行对比, 如图6所示。

由图6可以看出, 重构信号和原始信号的目测重合度较好。采用重构误差来定量判断信号重构程度的好坏, 具体来讲, 由重构信号与原始信号最高点 ( 波峰) 、最低点 ( 波谷) 以及时程的相对误差来评判。其中, 时程起点和终点的判断采用阈值法, 由于在平稳状态时, 噪声在 -10μV到10μV的范围内波动, 故由平稳状态下小于 -10μV视为时程起点, 由峰值回落小于10μV视为时程终点。统计结果如表1所示。

由表1可以看出, 原始信号与重构信号的最高点 ( 波峰) 、最低点 ( 波谷) 和时程的相对误差计算值都比较小, 且基本小于10%, 全部小于15%。这表明重构信号与原始信号非常接近, 即本文采用的方法对滤波后高信噪比的神经动作电位信号进行采样重构取得了较好的结果。

4 结束语

本文阐述了对神经动作电位信号压缩测量并且重构的方法。以压缩感知理论为背景, 首先利用神经信号在小波域的稀疏性构建稀疏矩阵, 然后用高斯随机分布的测量矩阵将信号进行2∶1压缩, 再以OMP算法进行信号重构。结合选定的测量矩阵和构造出的稀疏矩阵, 可以实现信噪比较高信号的高精度重构。

本文的创新点有以下几点:

( 1) 采用矩阵进行稀疏采样测量, 跟普通的观测矩阵相比, 能大大节省资源、减少计算量、减少数据传输量、降低功耗、减小传输带宽。

( 2) 采用压缩感知技术采集并恢复神经动作电位信号。相对于直接压缩, 该方法具有片上电路实现复杂度低的优势, 能降低神经传感芯片的规模和功耗。

( 3) 对单个神经动作电位信号能够达到1∶2的压缩比, 考虑到神经spike信号约占整个神经信号记录的1 /30, 实际压缩比可以达到1∶60到1∶90。

本文所做研究的具有很好的应用前景:

( 1) 可用于降低神经信号的获取数据率, 以便于进行网络传输。

电流行波 篇4

电火工品在现代武器系统中的应用越来越广泛,它不仅用于常规武器弹药的引信中,而且也用于导弹、宇宙飞行器的起爆、点火、多级发动机的分离和爆炸螺栓、爆炸开关以及自毁机构等方面,还用于飞机及舰船上,这些场合都可能遭受无线电、雷达等射频电磁场的影响,并且随着雷达功率的增大,这种影响日益严重。电火工品在制造、储存和使用过程中,其本身及其相连的有关线路和部件都可能成为接受天线,把周围电磁场的射频能量引入电火工品。在一般情况下,引入的能量很小,不足以使电火工品发火,但是在适当的条件下,射频能量也可能引起电火工品意外起爆,从而出现安全事故。但在更多情况下,由于电火工品长期受到低于发火能量的射频作用,可能会使其性能恶化,从而失去正常工作的可靠性。显然,这种电火工品的意外发火或性能恶化对武器系统所产生的后果都将是毁灭性的。所以,除静电外,射频是影响电火工品安全性、可靠性的最重要因素。电火工品接受射频波的能量后可以产生两种作用,即电流和电场,电流由电火工品的脚线(或插销)输入到桥丝,将桥丝加热到发火点致使电起爆器早爆或失效,这种情况就是按热桥丝的方式发火。另一种是电场(或电压)作用,即在桥和壳之何(双桥的情况也会在脚—脚之间)产生电场,如果电场足够强,时间足够久,则可能使桥和壳之间的炸药击穿,产生电火花,引起炸药爆炸,这种情况是按火花式和静电作用方式起爆。如果炸药中掺有金属粉,则在桥与壳之间就容易由于电场起爆,这种情况是按导电药火工品的起爆方式起爆。

1 射频对电火工品可靠性的影响

如上所述,灼热桥丝火工品在射频能量作用下,桥丝上耦合的射频能量将产生焦耳热,而脉冲射频波则会产生热积累效应。焦耳热和热积累效应使桥丝温度升高并传递给周围药剂,当药剂达到发火点时,将引起电火工品意外发火,成为安全隐患;而射频能量较小时,药剂只会发生热分解,从而引起性能改变。这里所说的性能改变包括发火感度、作用时间的改变和产品瞎火两方面。

1.1 射频对电火工品发火感度和作用时间的影响

研究射频对桥丝电火工品可靠性的影响时,其步骤如下:第一,用第一组试样进行射频敏感频率探测试验,得到敏感频率(如f=400MHz)。第二,在敏感频率下,按感度实验升降法用第二组试样得出50%发火的射频功率及偏差,继而推算5%发火的射频功率。第三,在敏感频率下,对第三组试样按5%射频发火能量逐发施加射频能量,再得出50%发火感度或作用时间;第四,得出未施加5%射频发火能量的样品组的50%发火感度或作用时间,并进行比较。施加与未施加射频能量的两组试样的发火感度、作用时间分别见表1和表2所列。

表1~表2中的数据表明:第一,经射频试验后产品的发火感度明显低于未经射频试验组的产品,即证明小射频能量对电火工品有钝感作用;第二,经射频试验后的产品的作用时间明显较长;第三,施加射频能量时间长的试样,其作用时间较大。这些都充分证明桥丝电火工品在小射频能量连续作用时,由于桥丝上产生的热积累使药剂发生了慢分解,相当程度上影响了作用性能。

1.2 射频导致的电火工品瞎火

某型号电雷管是一种延期电雷管,装药为压装Si/Pb3O4,该产品经不同能量的射频试验后,进行发火试验的结果见表3所列。

从表3中可以看出,对桥丝式电火工品施加一定射频能量后,有可能造成电火工品作用失效或瞎火。在小于射频发火能量下,尤其是在较长时间的射频能量作用下,施加射频能量的大小、时间及其药剂本身的分解温度是射频影响产品可靠性的三个重要因素。分解温度较低的药剂更易造成火工品射频瞎火。

2 防射频电火工品的设计措施

电磁辐射对电火工品造成危害必须具备三个要素,即在电火工品所处环境中已出现危险的电磁辐射源;电磁辐射源能将电磁能量祸合到敏感的电火工品上;其耦合能量已超过电火工品的最小发火能量。防止电火工品遭受电磁辐射危害的主要途径就是降低火工品本身的射频感度,提高内部对射频能量的衰减耗散;或在传输射频路径———发火线上附加衰减器来衰减进入火工品的射频能量。

从火工品起爆机理上分析,脚—脚间通过桥丝的发火最终是电流作用,所以,一般对直流钝感的火工品,其射频感度也低,而通过改变电桥材料、形状和药剂以提高最小不发火能量为目的的技术,也有益于电火工品的防射频。在能量许可的情况下,采用钝感电火工品是防射频最简单、最有效的方法。直接使电火工品具有射频钝感化的技术则是以阻高频、通低频为目的的技术,如复合导线、宽频带衰减电极塞等。

设计钝感电火工品的核心内容是设计钝感电起爆器(点火器),该设计有两方面途径:一方面是设计钝感电桥,例如改变电桥形状和选择合适的电极塞和电桥村料等;另一方面是设计比较钝感的起爆药(或点火药)。

2.1 设计的理论依据

当电流通入桥丝式火工品后,在桥丝上按焦耳—楞次定律产生热能,桥丝升温,热量传给药剂,使其发生化学反应。炸药化学反应释放的热量使药剂继续升温,加速反应直至自动发火。从能量的变化看,这一发火过程应包括四项内容:桥丝加热所需的能量、桥丝向外散失的能量、通入的电能和化学反应释放的能量。由此可看出要使电火工品钝感的主要途径是增大桥丝对周围介质的散热率,即设法增大桥丝的散热面积和散热系数,并减小桥丝电阻值。

2.2 设计的基本措施

2.2.1 电极塞材料的选择

假如电桥紧贴电极塞,可以增大电桥的导热性,使电桥通电后产生的热量沿径向分布,通过电极塞传给加强帽,管壳,这是增大电桥热损失的途径之一。用几种不同材料的电极塞作发火试验结果见表4所示。

从表4中可以看出,在其它条件相同时,在平均电阻相差很小的情况下,这几种材料电极塞的电爆管发火电流大小顺序是:98%Al2O3塞>75%Al2O3塞>羰基铁粉塞>铁氧体塞>热固性酚醛塑料塞,这是因为塞子材料的热传导值大小的顺序正好相反的缘故。即98%Al2O3塞子的导热率为750×10-4(cal/cm·s·c),75%Al2O3的导热率为500,而热固性酚醛塑料塞的导热率为3~6。比较起来,目前较多是采用Al2O3电极塞,它的特点是不仅导热率大,而且还能衰减射频能量,加工方便,成本低,因此适宜大量采用。

2.2.2 电桥形状及材料的选择

如前所述理由,对于电桥形状及材料的选择,就是要从增大电桥的散热面积和降低电桥的电阻着手。表5为几种不同形状的电桥实验结果。

实验条件:电极塞———98%Al2O3塞;起爆线———斯蒂芬酸铅30mg,压药压力30Mpa;脚线———不锈钢。

在表中可以看出增大桥丝直径(或横截面积),会使发火感度下降。特别是把园柱形的桥丝改成扁平的或带状的,就增大了电桥和药剂,电桥和电极塞的接触面积,使电桥在电加热过程中,热最容易向周围介质散失。因此电桥电阻相同时,桥带电桥比桥丝电桥的发火感度小。因为对于厚0.02mm,宽0.1mm的桥带,截面积为2×10-3mm2,周长为0.24mm,而相同截面积的桥丝直径为准0.05mm,其周长只有0.05×3.14=0.157mm。在桥长相同时,电桥的侧面积与周长成正比,因此,桥带的侧面积比桥丝的侧面积增大约0.53倍。显然这有利于增大电桥的径向热损失。此外,圆柱形桥丝与电极塞的接触为“线接触”,桥丝的绝大部分侧面积是与药剂接触,带状电桥则是与电极塞为“面接触”。因此当我们选用的电极塞材料的导热率高于药剂的导热率的情况下,就增大了电桥对电极塞的热传导率,有利于降低发火、感度。如要降低发火感度,电桥材料的选择原则就是要选择电阻率和电阻温度系数小、热容量大的材料。

这种电桥的制造工艺简单,可在玻璃或陶瓷的塞子上用印刷电路或光学刻蚀的办法制造,也可制成各种几体形状,其电阻也可以制成零点几欧姆到几欧姆。研究结果表明,镍铜合金比铁铬合金与镍铬合金钝感,铁铬合金又比镍铬合金钝感。选用上述材料,再采用合适的电桥形状,就可制得1安培电流1瓦特功率不发火的钝感起爆器。

由于均匀的带状电桥对电爆管的可靠发火不太有利,因此在设计桥带形状时,既要增大散热面积,又要保证在接近发火时电流通过电桥有一定的电流密度,能可靠发火,所以可以做成各种形状(也可以做成双电桥)。

2.2.3 电极脚线的选择

脚线对发火感度的影响是轴向热损失问题,它的影响不但与脚线材料的电阻率、电阻温度系数、热容值有关,而且还与其导热率有关。实验结果见表7所示。

实验条件:电极塞———98%Al2O3塞,双脚线;起爆药———斯蒂芬酸铅;桥丝———Ф0.05mm镍铬丝。

由实验结果看出,铜导线作脚线比不锈钢作脚线的电爆管钝感,这是因为铜线的导热率比不锈钢大,所以用铜线作脚线可以增大电桥的轴向热损失,但铜线在强度和药剂的相容性等方面不如不锈钢导线。

2.2.4 选用较钝感的点火药

选用较钝感的点火药,配合适当的电桥,也可以制成钝感起爆器。例如采用直径为0.005英寸的80%镍和20%铬的镍铬合金,电阻值应在0.2-1.0欧姆。用10-20%的惰性粘合剂钝化点火药,粘合剂的熔点和分解温度最好在300F以上。较好的粘合剂如聚乙烯醋酸酯和硅橡胶,室温可硫化橡胶最适宜在300F的高温使用,钝化点火药中其余90%-80%的成分为点火药,点火药中可采用10%-15%为镁,50%-90%的二氧化碲。将这种点火药作成糊状物,涂在桥丝上即成钝感点火头。

总之,电火工品抗射频可采用的途径很多,通过实验表明,选择合适的电极塞材料、电桥的形状、脚线的材料和钝感点火药可以达到很好的抗射频危害的效果。很多场合要求电火工品既抗静电又抗射频,则须将抗静电和抗射频的措施结合使用,采用多种途径,才能达到更好的效果。

摘要：本文是从电火工品防射频的角度,对电火工品的设计过程进行分析。充分考虑电火工品的结构及性能,提出了改善电火工品抗射频性能的方法和措施。通过实施应用,表明该措施有助于降低射频波对电火工品的危害。

关键词：射频波,电火工品,可靠性

参考文献

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