比例阀控制器（共12篇）
比例阀控制器 篇1
0 引言
电液比例阀是以传统的工业用液压控制阀为基础,采用模拟式电气-机械转换装置,将电信号转换为位移信号,连续地控制液压系统中工作介质的压力、方向或流量。比例阀控制器的作用是对控制信号进行处理和放大,驱动电气-机械转换装置。因此,控制器控制作用的优劣直接关系到整个液压系统的性能。本设计通过使用单片机芯片对阀门进行比例控制,不仅具有很强的实际应用意义,而且符合阀门系统的小型化、集成化、智能化的发展要求。
1 电液比例压力阀的工作原理
新型电液比例阀的结构如图1所示。阀体主要由衔铁、电枢、复位弹簧、角位移传感器等部件组成。电液比例阀移动部件的运动是通过线圈中的电流所产生的电磁力与弹簧力的相互作用来实现的。当电磁力与弹簧力相平衡并最终稳定时,比例阀的位移就处于平衡稳态位置;同时,比例阀内部的位移传感器输出电压信号。比例阀内置的角位移传感器是一个半差动圆环传感器,它与衔铁轴通过拨杆直接相连接。工作时,执行器衔铁位置发生的变化,由角位移传感器检测到,并把它反馈到输入端与输入信号比较,构成闭环控制。使执行器衔铁的角位移能够得到更准确的控制。改善了电磁执行器工作的线性度和滞环并大大提高了控制精度。
2 比例阀控制系统框图设计
比例阀控制系统主要实现通过电子控制器对电液执行机构(比例阀)比例环节的自动控制。即当输入的信号改变时,控制其输出的电信号使得电磁阀的张开程度成比例改变。为了保证自动控制的精度,该系统宜采用闭环控制。对预期的最终位置与反馈信号作比较,进而产生误差信号。误差信号经放大作为系统的调节控制信号,实现误差最小或无静差。比例阀控制系统框图如图2所示。
系统主要包括3部分:信号转换采集模块,A/D采样包括角位移信号和电流信号,角位移电压信号即位置信号反馈,电流信号检测控制主要起保护作用;单片机处理模块,本设计选择常用的恩智浦半导体(NXP Semiconductors)公司生产的LPC12C14芯片;PWM驱动模块。
2.1 A/D转换模块
在本设计中共有位置信号即电压信号和电流信号两路采样。
2.2 单片机处理模块
主控制板模块的主要功能是实现对A/D转换器的读取和对数据进行算法处理,为了满足系统智能化的设计要求,选择ARM系列单片机LPC12C14作为主控制板的核心。主控制板电路和复位电路如图3所示。
2.3 PWM驱动模块
由于信号放大器驱动能力有限,本设计采用单片输出的PWM信号控制三极管通断的方式来控制驱动电压的输入。PWM驱动技术电路原理如下:微处理器产生脉宽调制信号快速控制串联在电源与比例阀线圈间的复合晶体管的通断,电压以方波的形式加在比例阀线圈的两端,其平均电压由占空比决定。控制电路图如图4所示。R1为驱动电流采样电阻。
2.4 角位移反馈模块
电感式角位移检测电路如图5所示,CON-L为阀体内置电感式位移传感器接口,1-2两端电感量L12与锥阀芯的位移成正比关系,2-3两端电感量L23为定值,据V1/L1=V2/L2,即电压信号VL1与转角成正比,从而实现位移检测反馈。
3 数字PID和软件设计
应用单片机作控制器比用传统的模拟电路更加简单、灵活、可靠。单片机控制技术不断发展,特别是软件PID算法控制器的使用,代替了原来很多的硬件PID调节器,在工业控制系统和嵌入式系统中得了更加广泛的应用。以单片机为硬件,成熟PID算法为控制软件,是电液比例阀用控制器的理想选择。
3.1 数字PID算法
在连续系统中PID的时域表达式为:
其中x0是偏差为零时的控制作用,在这里是基准电流。利用外矩形法进行数值积分,一阶向后差分进行数值微分,当选用采样周期为T时,可以离散为差分方程:
上式是数字PID的控制式。为了提高控制性能作如下修改:
上式的计算结果,反映了第k和第k+1次输出之间的增量,所以这种方法又称为增量式PI算式的结果是可正可负。利用增量算式控制执行机构,执行机构每次只增加或减少一个控制量,因此执行机构起了累加作用。这种算法有许多优点:
(1)算式只与最近几次采样值有关,不需要进行累加,不易引起误差积累,因此容易获得较好的控制效果。
(2)计算机只输出增量,无动作时影响小。必要时可加逻辑保护,限制或禁止故障时的输出。
(3)容易实现无扰动切换。为了使计算程序简化,控制式还可以进一步修改为:
3.2 软件设计
软件设计主要由系统初始化程序、系统初始运行参数设置子程序、数据采集及处理、PID计算子程序、比例阀驱动子程序、电流保护子程序及报警子程序组成。其中主要以PID计算为核心,结合以上PID算法设计流程图,如图6所示,系统运行时,通过定时器每间隔T秒中断一次,完成一次PID控制计算,从而不断调整被控参数。
4 实验及分析
设置寄存器PWMCON使能PWM模式,设定寄存器MR2=Fpclk/2000,并通过设置寄存器MR0=MR2/k即可得到频率为2kHz占空比可调的PWM信号。
实验表明,角位移信号经PID控制器后形成控制电压,来控制电液比例阀到达预期的位置,系统获得很好的控制效果,控制精度更好,获得较好静态特性。
5 结语
在分析比例阀结构特点和工作原理基础上,采用单片机实现对电液比例阀的控制,设计了相应的硬件电路和软件程序,并能较好地实现预定的功能。该控制系统简单、经济、可靠性高,符合机械产品的小型化、集成化、智能化的发展要求。
参考文献
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比例阀控制器 篇2
用系统变量比例脉冲方法控制超混沌的电路实验研究
利用电子线路实验实现了用正比于系统变量周期脉冲扰动法(PP-SV)控制超混沌,只用单一输出信号作为反馈信号,改变原来只对系统变量进行自身替换的方式,将反馈信号加到系统的.其他变量上.将这种改进的方式用于一个超混沌电路中,得到了很好的控制效果.数值模拟结果与实验结果基本符合.
作 者：岳丽娟 陈艳艳 彭建华 作者单位：东北师范大学物理系,长春,130024刊 名：物理学报 ISTIC SCI PKU英文刊名：ACTA PHYSICA SINICA年，卷(期)：50(11)分类号：O4关键词：超混沌 电路实验 脉冲扰动 反馈控制
比例阀控制器 篇3
值得注意的是，公司控股股东暨实际控制人陈秀峰、陈良合计持有发行前总股本的41.92%，发行后其持有的股份降至31.44%。公司相对分散的股权结构使得公司有可能上市后存在易主的风险，如此一来，势必会对公司业务或经营管理等带来一定的影响。
产品单价最多下滑近四成
星源材质是专业从事锂离子电池隔膜研发、生产及销售的新能源、新材料和新能源汽车领域的国家级高科技术企业。
公司目前生产单层、双层和多层等规格较为齐全的锂离子电池隔膜，主要分为动力类锂离子电池隔膜和数码类锂离子电池隔膜两大类别，产品广泛应用于新能源汽车、储能电站、电动自行车、电动工具、航天航空、医疗及数码类电子产品等领域。
从星源材质锂离子电池隔膜销售收入的构成情况来看，单层隔膜和双层隔膜是最主要产品，两者的收入占比超过99%。其中，单层隔膜2012年-2014年的收入分别为3971.73万元、1.04亿元和1.42亿元;双层隔膜同期收入分别为1.29亿元、1.14亿元和1.49亿元。从上述数据可以看出，双层隔膜的收入有一定的起伏，2013年出现较大程度的下滑。
值得注意的是，公司这些主要产品的价格处于不断下滑的趋势。招股说明书显示，单层隔膜的单价从2012年的4.84元，下滑至2014年的4.34元。下滑幅度为10.33%;双层隔膜则从7.17元降至5.56元，下降幅度为22.45%;多层隔膜从8.05元下滑至5.04元，下滑幅度为37.39%。
虽然从公司主要产品的收入来看，整体处于增长，但在产品下跌的背景下，实则靠的是产销量的增加。如单层隔膜的销量从2012年的820.16万平米增加到2014年的3388.128万平米。同样的还有双层隔膜，2012年其销量只有1796.58万平米，但到了2014年则达到2635.82万平方米。
众所周知，企业产品产量的增加并非无上限的，都会有一个瓶颈的出现，而在产品单价不断下滑的背景下，企业的收入增长将极为有限，甚至出现下滑，这无疑为公司的前景蒙上了一层阴影。
控股股东持股比例过低
记者发现，星源材质最大的问题还在于实际控制人持股比例较低由此将带来的风险。
星源材质招股说明书显示，本次发行前，公司控股股东暨实际控制人陈秀峰、陈良分别直接持有公司3144.28万股、628.85万股股份，合计持有公司3773.14万股股份，占公司发行前总股本的41.92%。而在本次股份发行完成后，陈秀峰和陈良所持股份占公司发行后总股本的31.44%。除陈秀峰和陈良外，其他前八大股东合计持股数量为3471.32万股，与实际控制人所持股份数量相差不大。
此外，公司公开发行前持股5%以上的股东包括速源合作与速源投资（合计持股7.93%）、东方富海（持股7.55%）、拉萨长园（持股6.32%）、晓扬科技（持股5.39%）。而这些机构在所持公司股份锁定期届满后2年内，计划减持所持有的全部公司股份。这部分股份数量合计为2447.22万股。这也意味着，如果有机构接盘这些未来将会减持的股份，另外再从二级市场购入一定的股份，其所持股份或将超过实际控制人。
比例阀控制器 篇4
电液比例阀控制系统广泛应用于机械加工、冶金等行业, 传统的控制方式多数采用PID控制技术, 虽然该方式具有简单、可靠、参数整定方便等优点, 但由于液压系统受温度、负载等参数变化的影响较大, 在控制性能要求高的场合往往不能满足要求。针对上述问题, 本文采用PWM调节器改善电液比例阀控制系统的控制质量, 使系统能实现所要求的目标。
1 PWM控制介绍
PWM控制系统是非线性、非连续控制系统, 其控制原理:先给被控参数设定一个期望值, 接着该参数与测得的实际值经比较环节得出误差信号, 误差信号再与一个三角波信号经比较器进行比较, 当误差信号大于三角波信号时, 就输出脉冲, 反之不输出, 因此, 比较器输出一系列等振幅不等宽的矩形波, 其脉冲宽度与误差信号成线性关系。根据该原理, 采用PWM控制器输出的脉冲去触发开关, 开关再去触发执行机构, 执行机构按脉冲宽度的时间动作, 从而达到自动控制参数的目的。
图1中, PWM控制器的输出[1]u (t) 为
式中:M为PWM波的幅值;T为PWM的脉冲周期;Tk为PWM波的采样时间, k=0, 1, 2, 3, …;b为比例系数。
2 电液比例阀控制电路设计
基于PWM控制的电液比例阀控制系统的设计主要是电液比例阀控制电路的设计, 其电路框图如图2所示。
(1) 单片机设计
该系统采用的是美国Cygnal公司生产的C8051F010单片机[2]。C8051F010是集成在1块芯片上的混合信号系统级单片机, 该芯片上有1个10位多通道ADC、1个可编程增益放大器、1个电压基准、2个12位DAC、2个电压比较器、1个具有32 KB的FLASH存储器、与8051兼容的微控制器内核、硬件实现的SMBus/I2C、UART、SPI串行接口及1个可编程计数器/定时器阵列 (PCA) 。PCA有5个捕捉/比较模块, 还有4个通用的16位定时器和4 B的通用数字I/O端口。C8051F010有256 B的RAM, 执行速度可达20 MIPS, 其供电电压为2.7～3.6 V。
(2) 电源设计
该系统提供24 V直流电源, 通过两级稳压分别转换成5 V和3.3 V电压, 给控制电路供电。将外部24 V直流电压转换成5 V可以采用常用的三端稳压器LM7805, LT1086可以完成5 V到3.3 V的电压转换。
(3) 光电隔离
为了增强系统的抗干扰能力, 在C8051F010的PWM输出端与功率驱动放大电路之间加入高速光电隔离器6N137[3]。
(4) 功率驱动放大电路[4]
PWM控制功率输出级为开关型结构, 功耗小。在功率驱动放大电路中需要将PWM输出的电压信号转换为比例电磁铁的电流控制信号, 因此, 笔者采用了大功率场效应晶体管IRL3803, 它能够提供足够大的电流驱动电液比例阀的比例电磁铁等效线圈。
(5) 键盘控制
键盘设计采用独立式按键方式, 负责设定液压缸活塞行程[5]。
(6) LED显示
采集到的液压缸活塞行程用8只LED数码管电路动态显示, LED驱动器选用ICM7218B[6]芯片, 该芯片是通用的8位LED数码管驱动电路, 专用于驱动共阴极数码管, 工作电压为+5 V。使用该芯片不需要外加限流电阻和时钟。
3 PWM算法软件实现
C语言开发C8051F×××软件一般通过Silicon Laboratories IDE或Keil uVision2环境实现。本文采用的是Keil uVision2环境, 它支持汇编、C语言和混合编程, 同时具备软件仿真及硬件仿真功能, 是目前应用比较广泛的单片机软件系统开发工具。使用该环境, 要在Keil uVision2下安装C8051F的驱动程序 (SiC8051F-uv2.exe) 。
C8051F×××系列单片机可以采用PCA产生PWM波形[7], 该方法可以大大降低所需要的CPU带宽, 在基于定时器的中断驱动的设计中, 消除因中断延迟不一致而产生的时序抖动。
产生16位精度的PWM波形需要将PCA的捕捉/比较模块配置为高速输出工作方式。每个捕捉/比较模块都有一个16位的模块寄存器 (8位的PCA0CPHn和8位的PCA0CPLn) , 在高速输出工作方式中, 每当PCA计数器PCA0L和PCA0H的值与该模块寄存器PCA0CPLn和PCA0CPHn中的常数值相等时, 就使CEXn引脚上的逻辑电平发生一次变化 (取反) , 同时触发一次中断, 使该模块的中断标志位CCFn被置1;如果响应这个中断, CCFn必须用软件清0。根据高速输出工作方式的工作原理, 可以知道, 当条件匹配时, 在CEXn引脚上会产生1次正跳变或1次负跳变, 同时触发1次中断。如果在正跳变时, 将PWM高电平计数值装入16位的PCA0CPLn和PCA0CPHn模块寄存器中;而在负跳变时, 将0000H装入16位的PCA0CPLn和PCA0CPHn模块寄存器中, 在CEXn引脚上可以得到16位的PWM输出。PCA的中断服务程序可以在上升沿状态或下降沿状态实现:在上升沿状态, PCA的捕捉/比较寄存器被更新为PWM;在下降沿状态, 比较值被装入PCA的捕捉/比较寄存器, 该值为0x0000。
PWM波形的周期为65 536个PCA时钟周期, 由于PWM波的周期T或者说它的频率f (pwm) 与电液比例阀的固有频率有很重要的关系, 即当两者接近时, 电液比例阀对信号充分响应, 阀芯出现等幅摆动而不是期望的微振, 这是不允许的, 因为f (pwm) 至少要大于10倍电液比例阀频宽。电液比例阀频宽一般为10～70, 因此, PWM波的周期应为几毫秒。本文选择PCA按SYSCLK的时钟频率工作, 设置SYSCLK为16 MHz内部振荡器, 通过定时器0溢出作PCA时钟源。将定时器0设置为8位自动重装方式, 并设置重载值为0xff来实现。可计算出PWM波形的周期为
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占空比 (用%表示) 为
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PWM控制算法流程如图3所示。在1个PWM周期内有2次匹配中断, 中断1次Flag加1, 当Flag为2时, 1个PWM周期结束。
4 结语
本文详细介绍了PWM控制方法及基于PWM控制的电液比例控制系统的设计思路。实际应用表明, 将PWM应用于电液比例阀控制系统, 具有功耗小、价格低廉、抗干扰能力强、滞后时间短、重复精度高等优点;采用C8051F010单片机的PCA实现PWM输出, 软件编程简单, 具有良好的推广价值。
参考文献
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比例阀的原理及分类 篇5
在传统型式的液压控制阀中，只能对液压进行定值控制，例如:压力阀在某个设定压力下作动，流量阀保持通过所设定的流量，方向阀对於液流方向通/断的切换。因此这些控制阀组成的系统功能都受到一些限制，随著技术的进步，许多液压系统要求流量和压力能连续或按比例地随控制阀输入信号的改变而变化。液压伺服系统虽能满足其要求，而且精度很高，但对於大部分的工业来说，他们并不要求系统有如此高的品质，而希望在保证一定控制性能的条件下，同时价格低廉，工作可靠，维护简单，所以比例控制阀就是在这种背景下发展起来的，
比例控制阀可分为压力控制阀，流量控制及方向控制阀三类。
压力控制阀:用比例电磁阀取代引导式溢流阀的手调装置便成为引导式比例溢流阀，其输出的液压压力由输入信号连续或按比例控制。
流量控制阀:用比例电磁阀取代节流阀或调速阀的手调装置而以输入信号控制节流阀或调速阀之节流口开度，可连续或按比例地控制其输出流量。故节流口的开度便可由输入信号的电压大小决定。
健康的比例 篇6
一封网友来信
一位网友在微博上给我留言：“马上要过年了，因为嫌麻烦，所以我们招待亲朋好友一般都是在饭店解决。您经常说，点菜时要按1:1的比例点菜，即荤菜一份，素菜一份再加一个荤素搭配菜。自己吃饭最好是1荤配2素。所以我想在外点菜，按照荤素1:1的比例来，是不是就可以了？”
看了这个网友的留言，我想起不久之前和朋友们聚餐的情形。我对一个女友说：“今天中午咱们是3个人一起吃饭，你点菜！”女友拿起菜单要了一份宫保鸡丁、一份蟹黄豆腐还有一份蓑衣茄子。她解释说：“鸡丁算荤菜，豆腐是素菜，有茄子有肉末的就是荤素搭配菜，没错吧？”我说：“比例弄错啦。”她惊道：“为什么？”旁边的朋友也是大惑不解。
“理由是这样的。鸡丁也好，豆腐也好，都是富含蛋白质的菜肴。豆腐被称为‘植物肉’，只能用来替代鱼肉蛋类来供应蛋白质，却不能用来替代蔬菜，因为蔬菜里的维生素C、胡萝卜素之类，它一点儿都没有。另一方面，茄子虽然是蔬菜，但营养素含量也是偏低的，而且烹调中油脂太高。这3个菜，2个高蛋白，3个高脂肪，显然不是非常健康。”
女友又问：“植物蛋白质也不能多吃么？不是说吃植物蛋白质更好么？”我告诉她：“这又是一个误区。无论什么来源的蛋白质，过多的蛋白质都会增加身体中胃肠、肝脏和肾脏的负担，让人餐后昏昏欲睡，容易疲劳。所以，一餐当中的蛋白质不应当过量。一个轻体力活动的普通健康女性，每餐大约需要20～25克蛋白质，其中100克粮食供应7～10克蛋白质，50克瘦肉或者100克北豆腐供应10克蛋白质，再加上200克蔬菜供应2克蛋白质，就基本上达标了。50克瘦肉是多少量，也不过是红烧牛肉三、四块罢了。”
女友叹了口气说：“原来我点的菜蛋白质过量了。一份鸡丁绝对不少于3两鸡肉，蟹黄豆腐和茄子里的肉末加起来，的确是超量了……”她拿起菜单，把宫保鸡丁改成了锡纸鲈鱼，又把蟹黄豆腐改成了排骨杂炖，里面有蘑菇、木耳、鲜玉米和少量排骨，算是荤素搭配菜；最后把茄子换成了白灼芥蓝，嘱咐少淋明油。
这次我表扬她说：“食物多样，有了排骨的肉，就换成鱼来搭配。排骨看起来块儿大，有肉味，实际上能吃进嘴里的肉很少，肉类总量不容易超标。而且鲈鱼个头比较小，3个人吃不会剩下多少，点得不错！”
我的年饭主张
我院药品比例控制实施情况探讨 篇7
1 制定《控制药品比例管理办法》
根据医院实际情况,院长亲自带队组织相关领导到多家药品比例控制好的医院去考察,学习经验。回来后组织相关人员制定我院的药品比例控制的管理办法,于2011年1月我院第七届二次全院职工代表会上讨论通过了“医院关于加强控制药品比例管理办法”(以下简称办法)。并于2011年1月26日起正式实施。
为了保障患者用药安全及患者、科室、医院的利益,有效控制药品使用比例,根据卫生部《抗菌药物临床应用指导原则》[1]、结合医院实际,制定医院关于加强控制药品比例管理办法。
1.1 按照三级医院评审标准要求,药费收入应在业务收入的45%以下,我院目前没有达标,高出5%。为确保实施合理用药要求,根据临床科室病种的不同、用药需求不同和多年完成医药比例实际情况,制定各科室药品占医疗比例标准。参照标准(45%),药品费超出45%的科室,用完成比例数加标准比例数除2;药品费未超45%的科室,按完成比例数计算。
1.2 门诊医生 外科系列药品费占个人业务收入的45%;内科系列药品费占业务收入的55%(包括离退休专家)。门诊医生有归属临床科室的,按临床科室标准计算。对全院各科室“特殊病例用药”的组织会诊、讨论、管理、指导,控制另行规定。门诊离退休专家按上述规定执行,取消原签订协议书及管理办法中的药品费奖罚规定,辅助检查、药品费绩效按临床科室计算。
1.3 药品比例的统计,根据卫生部财务制度规定,医疗收入包括:床位费、诊查费、治疗费、检查费、护理费、手术费、化验费和其他费用(除药品以外的其他收入)。药品收入包括西药费、中成药费、中草药费、中药饮片费。
1.4 科室每月医药比超标部分,按绩效计算,超多少扣罚多少,从科室月绩效工资中扣除。
1.5 各医药比例资料提供部门,要确保数字信息准确、公正。
1.6 药品比例控制责任追究 (1)各涉及药品比例控制职能管理部门责任追究。各涉及药品比例控制管理部门的药品比例信息,特殊病例申请用药的药品使用比例信息、结算信息不准确、不公正,医药比扣款核查不到位的,责任人当月罚款500元。连续3个月责任落实不到位的给予岗位管理责任诫勉谈话、岗位责任书面警示或停职工作反省,调离岗位,待分配。(2)临床科室管理责任人责任追究。①科室每月药比超标,扣除科主任当月管理津贴30%。连续3个月药品比例超标,扣发科主任4个月的管理津贴,并给予岗位管理责任书面警示或诫勉谈话。全年累计5个月药品比例超标,免掉科主任行政职务。(2)药品比例超标医师责任追究:由科主任根据医院提供的药品比例信息,对药比超标医师所属的医疗组内高、中、初三级医师的责任度进行考核,兑现分担药比超标扣款责任。(3)科主任对屡教不改的药比超标医师,有权向医院提出调离工作岗位的意见和建议。(3)对药比超标的科室和个人,在医院医疗质量会议、院周会或以红头文件形式通报批评。年内多次发生药比超标科室和个人,不能评为先进科室,并纳入个人技术和个人医德医风考核档案,作为晋升职称的考核依据。(4)医院药品购销、药品库存、门诊及病房药房、药品目录、药品使用管理部门、科室、个人不得为药品经销商和医药代表提供用药信息、统计用药处方,提供药品销售及库存数据信息[2],一经发现立即下岗。
2“办法”实施
在“办法”实施过程中我们也遇到了诸多困难。最初各科主任接到“办法”反响非常大,都认为这是一个不可能完成的任务,纷纷找院领导提出了各种各样的困难:医生会不配合,宁愿交罚款也不会降比例;给自己科室的限制药品比例太低,完成不了;会影响医院收入等等问题。但是院领导态度非常坚决,要求克服一切困难完成任务。在执行过程中也发现了一些问题,特殊病种,如肿瘤化疗患者、肾移植患者住院治疗基本以用药为主,对这些病种的专管医生取消比例限制,同时不享受激励政策。另外执行2个月后发现,原来院里销售很好的进口药、贵重药,销量突然下降,医生担心这些贵药占药品比例大,拒绝给患者开这类药品,对专程来医院开这类药品的患者有推诿现象,针对这一现象,我院拟成立便民门诊,即可解决这一问题。
3“办法”取得的成果
虽然药品比例控制历尽艰辛,但是执行四个多月以来,取得了丰硕的成果。实施第1个月就使药品比例降到了41%,第2个月42%,第3个月43%,第4个月42%,成效卓著。原来销量少但效果好、价格低廉的药品销量明显上升,临床治疗中可用可不用的辅助治疗药物用量显著下降。我院业务收入明显上升。目前全体医生很自觉地执行“办法”,规范治疗。同样病种治疗费用较未控制药品比例前明显降低。大大提高了患者对我院医疗服务的满意率,社会反响较以往更好。
4 小结
当然,我院在药品比例控制方面虽然取得了一些成绩,但还存在不足,在我们周围还有些医院药品比例可达到38%～39%,我们还需要继续努力,完善自我,赶超先进。
参考文献
[1]中华人民共和国卫办政发[2009]38号.
动态电压恢复器比例谐振控制 篇8
关键词：动态电压恢复器,电压跌落,双环反馈控制,比例谐振控制,稳态精度
0 引言
电压跌落(包含短时断电)被认为是引起工业用户设备不正常工作的主要原因[1,2]。动态电压恢复器DVR(Dynamic Voltage Restorer)是一种能够保护关键负荷免受供电端电压跌落、骤升等扰动的新型电力电子装置[3]。相比较于以往用来维持电能质量的设备,如不间断电源(UPS)、统一电能质量控制器(UPQC)等,DVR在结构、成本、可靠性和快速性方面都显示出优越性,也使DVR的研究与应用受到了越来越多的关注[3,4,5]。然而,由于输出侧升压变压器励磁涌流,输出LC滤波器的暂态振荡特性,以及电压源逆变器所固有的谐波和非线性特性[6,7],难以实现DVR快速和精确的电压补偿。
在DVR现有的控制方法中,基于比例积分(PI)控制器的电压电流双环反馈控制方法[6]虽然可达到一定的控制效果,但这种方法需要繁琐的坐标变换,在采样速度、补偿精度和鲁棒性方面受到限制,采用重复控制方法可以提高系统的稳态精度,但是控制器结构较为复杂,并且由于控制器固有延时特性[8],因而不适用于对动态响应要求较高的DVR应用场合。
比例谐振PR(Proportional-Resonant)控制器[9]具有谐振频率处增益接近无穷大,其他频率的信号处衰减作用强的特点,可以直接在静止坐标系下对交流信号实现无静差调节,从而省去繁琐的坐标旋转变换,这些优势使其在高质量电能质量控制中得到较多应用[10,11]。
现提出一种基于比例谐振控制的DVR双环反馈控制方法,电流反馈内环采用简单比例控制以保证系统的快速性,外环为比例谐振控制,保证了系统的稳态精度,建立了离散域下的反馈环控制结构并引入了控制延时,分析表明该控制方法实现了DVR快速和精确的电压补偿。仿真结果证明了理论分析的正确性和所提控制方案的有效性。
1 DVR的电路拓扑及数学模型
1.1 DVR的电路拓扑
DVR的典型主电路拓扑结构如图1(a)所示,主要由逆变器、储能单元、输出滤波器和串联变压器4部分组成。DVR通过检测系统电压生成指令信号,对逆变器进行控制,产生需要的补偿电压,经过低通滤波器和升压变压器,叠加到负载电压上,从而保证负载电压幅值处于额定范围内。
1.2 DVR的电路拓扑
由于本文所讨论的是基于无串联变压器结构的DVR,省去了升压变压器,因此后文的分析均没有考虑变压器的漏阻抗等参数。假设电网电压为us,负荷处电压为uL,逆变器输出电压为ui,注入补偿电压为uc,负载电流为iL,逆变器的输出滤波电感及电容分别为Lf和Cf,逆变器开关损耗的等效电阻与滤波电感的实际电阻之和为Rf,系统等效电路图如图1(b)所示。
DVR系统的状态方程如下:
从输入Ui(s)到输出Uc(s)的传递函数可以由式(1)推导出:
可见控制对象G(s)是二阶系统,改写成相应的传递函数框图如图2所示。
2 比例谐振控制
PI控制具有算法简单和可靠性高的特点,因此被广泛应用于工业过程控制。在直流系统中,PI控制器具有较快的动态响应特性和鲁棒性,但是应用到交流系统瞬态反馈控制时PI控制并不能够实现无静差控制。这是因为跟踪信号为快速变化的正弦波,理论上系统是一个有差系统[12]。
比例谐振控制器[10]由比例调节器和谐振调节器组成。该控制器在基波频率处增益无穷大,而在非基频处增益很小,因此,系统在基波频率处可以实现零稳态误差[11]。它能够直接控制交流量,实现消除稳态误差的目的。其传递函数如式(3)所示:
控制器有3个设计参数kp、kr和ωc,其中kp是比例谐振控制器的比例部分,kr只影响谐振控制器的增益,ωc不仅影响比例谐振控制器的增益,还影响比例谐振控制器的带宽。图3为比例谐振控制器的伯德图,其中kp=1,kr=10,ωc=10 rad/s。
将比例谐振控制器应用于DVR输出补偿电压控制策略中,可以实现对指令补偿电压信号的无静差跟踪。控制系统由双闭环构成,比例谐振控制器作用于补偿电压反馈外环,比例调节器作用于电容电流反馈内环。下文将对该控制策略进行具体分析。
3 控制策略分析
3.1 电流内环
实际工程中,数字控制系统的采样和计算延时会对DVR逆变器的补偿效果和稳定性产生一定的影响,因此,本文建立了系统的离散域下反馈环控制结构,在控制系统分析的过程中引入了控制延时,以求获得更接近于实际DVR控制系统的性能指标。
电流反馈内环的控制结构框图如图4所示。考虑到电压外环负责提供满意的稳态精度,电流内环着重完成加快动态响应速度的目标,因此采用比例调节器,即
采用电流周期平均模型方法分析内环电流控制环[13],可以得到比例调节器的比例系数为K=Lf/T,其中,T为数字控制系统采样周期。一拍延时1/z表示数字控制的采样、计算延时。控制对象传递函数G(s)可以由零阶保持器法(ZOH)变换到z域传递函数G(z)。设T=0.2 ms,比例控制器系数K=5,输出滤波器的参数为Lf=2.0 m H,Cf=160μF,Rf=0.7Ω。
同理,可得z域下电流内环的开环传递函数GH(z):
图5所示为GH(z)的奈奎斯特曲线。可以看出,GH(jω)曲线按顺时针包围了(-1,j 0)点2圈。由于此系统有2个开环极点在s平面右半部,根据奈奎斯特稳定判据,闭环系统是稳定的。
电流内环的闭环传递函数Go(z)为
图6为Go(z)的伯德图,可见系统相频特性在角频率314 rad/s处有140°的相移,相应的幅值也有明显的下降,没有达到满意的补偿效果。因此,要使DVR输出高精度的电压波形,必须采用高稳态精度的外环。
3.2 电压外环
电压外环是将电容电压和指令输出电压比较,得到的电压偏差信号经过比例谐振控制器,控制器输出信号交给电流内环处理。其中,指令输出电压是由DVR检测到的电网电压跌落特征量信息,采用最小能量补偿原理[14]计算得出。图7为电压外环控制结构框图。
采用双线性变换法[15]对比例谐振控制器进行离散化,即
假设比例谐振控制器的参数为kp=20,kr=10,ωc=10 rad/s,将式(8)代入式(3),得到离散域传递函数如下:
可得到输出电压的传递函数为
式(10)等号右侧的第2部分是内环中干扰量IL对输出作用的部分,其Gc2(z)中的H(z)是电容积分环节离散化后的传递函数。由于比例谐振控制器对特定的谐振频率增益为无穷大,即在基波频率ω0处,GPR(z)很大,式(10)等号右侧的第1部分近似等于Uc*,而第2部分为0。这就意味着,输出电压能精确跟踪给定,而与扰动输入无关。
比例谐振控制外环的闭环传递函数Gc1(z)的伯德图如图8所示。低频段Gc1(z)的幅值和相角非常接近于0 d B和0°,保证了较高的稳态精度,中频带足够宽,系统具有很快的动态响应速度。
4 仿真结果与分析
在Matlab/Simulink中建立了以实际系统为例的仿真模型,电路拓扑采用无串联变压器三单相结构,该拓扑结构的好处是当电网发生不对称跌落时,各相可以分别进行补偿而互不干扰。仿真参数如下:负载额定电压220 V;额定频率50 Hz;负载容量3.15k W;功率因数0.537;逆变单元直流电容4 700μF;直流母线电压400 V;PWM载波频率5 k Hz。
图9(a)所示为发生三相对称电压跌落时电网电压波形。在t=0.06 s时出现三相对称电压跌落,跌落深度为40%(即跌落到额定值的60%),并伴随有+36°的相位跳变,持续时间100 ms。图9(b)所示为经DVR补偿后负载侧电压波形,负载电压的THD为4.35%。
比较图9(a)和图9(b)可以看出,该控制策略对于指令输出电压有很好的跟踪精度,补偿效果较好,同时在发生跌落时,负载电压经过0.5个工频周期就进入稳态,动态性能可满足实际工程的需要。
图10(a)所示为发生三相不对称电压跌落时电网电压波形。在t=0.06 s时出现不对称电压跌落,其中a相跌落深度为55%,并伴随有+34.2°的相位跳变,b相跌落深度为51%,并伴随有-65.3°的相位跳变,c相跌落深度为39%,并伴随有+161.3°的相位跳变,跌落持续时间100 ms。图10(b)所示为经DVR补偿后负载侧电压波形,负载电压的THD为4.59%。
可见,采用比例谐振控制的DVR对于不对称电压跌落亦有很好的补偿效果,具有令人满意的动态和稳态特性。
5 结论
比例阀控制器 篇9
随着新型能源供给渠道的日益增多,基于电压源型换流器的直流输电(VSC-HVDC)受到越来越多的关注。传统的两电平或者三电平电压源型换流器(VSC)拓扑结构存在开关损耗高、电流谐波高、可靠性低等问题[1];而由德国学者Rainer Marquardt在2002年提出的模块化多电平换流器(MMC),为高压大功率能源变换应用提供了新的解决方案。
相较于其他换流器,MMC主要具有以下优点:(1)模块化设计,可实现冗余控制,便于容量匹配,适用于不同的功率需求;(2)各子模块不需要同时导通,降低了桥臂电压变化率du/dt和电流变化率di/dt,减少了开关器件所承受的应力;(3)输出电平数多,电压谐波含量少;(4)存在公共直流母线,更易实现背靠背连接方式[2]。同时,MMC由于模块数众多,也导致其存在控制策略复杂、子模块电容均压困难等技术障碍,而上述问题与MMC内部环流均存在较为密切的关系,因此,对MMC内部环流展开研究尤为重要。文献[3]通过选择桥臂电感和设计控制环路的方法实现了对环流的抑制,但单纯增大桥臂电感值对环流的抑制效果有限,而且会降低系统的频率响应速度,增加装置成本和损耗。文献[4]提出一种基于上、下桥臂平均电容电压差值进行环流抑制的方法,该方法需用到所有子模块的电容电压,其对信号采集环节的要求偏高。文献[5]分析了MMC内部环流的产生机理,指出其为负序性质的二倍基波,文献[6-7]则通过二倍频负序旋转坐标变换将三相环流分解为2个直流分量,并设计了相应的环流抑制控制器,该方法需用到二倍频负序坐标变换和相间解耦,增加了控制系统的运算量,同时仅适用于三相系统。文献[8]推导了环流、桥臂电流和直流母线电流之间的关系,指出环流是引起公共直流功率低频脉动的原因,并通过在上、下桥臂电压指令中对环流在上、下桥臂电感上产生的压降分别进行补偿的方法设计了一种环流抑制器,该方法原理较简洁,但是引入了微分环节,实际控制难度增加。文献[9]提出一种基于改进阶梯波调制的环流抑制控制策略,通过对MMC各桥臂投入模块数进行动态控制,确保每相投入子模块电压总和维持在直流电压附近来降低MMC相间环流的幅值,适合向孤岛和海上作业平台等无源网络供电,但是其对控制系统的采样频率和处理速度的要求较难达到。
本文提出了一种MMC新型内部环流抑制器(NCCS),将陷波器和准比例谐振控制器组合后应用到MMC内部环流控制中,能够对MMC内部环流进行有效抑制,同时原理简单,易于工程实现,且对于单相和三相系统均适用。
1 MMC环流分析
MMC包含多种拓扑[10],本文研究对象为经典的适用于高压直流(HVDC)输电系统的双星半桥拓扑结构,其单端简化等效电路及子模块(SM)结构如图1所示。每相由上、下2个桥臂组成,每个桥臂包含若干级联的子模块和一个桥臂电感,桥臂电感用于限制相间环流、减小MMC故障时的电流上升率等[11];各桥臂包含的子模块数相等,所串联的桥臂电感大小也相等,输出由2个桥臂之间引出;其子模块由一个半桥变换器和储能电容构成,通过控制半桥变换器开关管的导通状态组合,可以使电容投入主电路或者从主电路中切出。
以a相为例对其进行分析。从交流侧看去,上、下桥臂电感相当于并联,不计桥臂电感压降时可得上、下桥臂电压如下:
式中:Ed为直流侧电压;ua为交流侧a相输出电压;Um为其峰值,且Um=kEd,其中k为MMC的电压调制比。
根据基尔霍夫电流定律,a相上、下桥臂电流分别为:
式中:ia为a相输出电流;iza为a相环流,其主要由直流分量和二倍频分量构成[12]。
对于三相的桥臂电流有:
式中:id为直流侧电流。
由三相对称关系,将式(2)代入式(3),得到三相环流与id的关系为:
而根据交流侧与直流侧能量守恒关系,可得到式(5)为:
式中:为直流侧向交流侧传递能量的总功率;ΔP为上、下桥臂子模块电容储能及电感储能变化的总功率。相对于直流侧与交流侧传递的能量,ΔP可以暂忽略,此时直流侧电流波动较小,相当于直流,取其平均值为Id,则式(5)可以写成:
以a相为例,有
式中:Im为交流侧电流峰值;φ为输出功率因数角。
另定义Im=mId/3(m为电流调制比),则
由三相对称性,根据式(4)和式(8)可得:
进而,可得a相环流表达式如下:
式(10)中Id/3为理想情况下,环流中由直流侧与交流侧能量交换所引起的部分,该部分与MMC工作状态有关,无法通过控制手段进行抑制;而交流部分则是由于功率单元的充放电及相间无功转移所引起的,可以通过控制手段进行抑制。
综上,可得a相上、下桥臂总能量Wa为:
式中:Pa为a相上、下桥臂的总功率。
将Wa分解为直流部分Wadc和交流部分Waac,对于交流部分Waac,有
由上述分析可知,式(12)中等号右侧第2项由环流二倍基频分量引起,进一步将式(9)代入式(12)可得:
通过对式(12)和式(13)分析可知,因为环流二次基频分量的存在,MMC各相上、下桥臂储能的波动程度加剧;由于每相的能量储存在子模块电容中,故而二次环流直接影响子模块电容储能。
研究表明,二次环流对MMC开关损耗也存在较大影响[13]。若能够对桥臂电流中的二次分量进行抑制,则桥臂电流有效值必然有所下降,相应地,其流过开关器件所产生的损耗也会有所降低。只作定性分析时,假设开关管导通的杂散电阻恒定,为Re,另定义二次环流幅值Im2=Id/(3cosφ),设采用环流抑制环节后,桥臂开关损耗减小ΔPleg,则
综上所述,对环流二次分量进行抑制有以下优点:(1)降低直流侧功率脉动,提高系统稳定性;(2)抑制子模块电容的电压纹波,增大电容使用寿命;(3)减小桥臂电流幅值,降低开关器件损耗。
2 环流抑制器设计
对于环流中的二次基频成分,本文提出一种基于陷波器和准比例谐振控制器直接反馈控制策略。
陷波器是无限冲击响应(IIR)数字滤波器,本文主要依赖其良好的低频滤波特性,使其与准比例谐振控制器配合以跟踪环流中的二次基频分量[14]。该类型滤波器的传递函数为:
式中:ai和bi为滤波系数;zi和pi分别为零点和极点。
当式(15)只含有一对位于虚轴的共轭零点,以及一对与零点相对应的共轭极点时,被称为单一频率陷波器,其幅频特性如图2所示。
陷波器在频率ω1处出现凹陷,即实现陷波功能,相应地,其传递函数可表示为:
式中:τ0=1/(2Q),Q为陷波器电路的品质因数。
τ0越小,极点越靠近单位圆,则频率响应曲线凹陷越深,凹陷的宽度也越窄。本文要滤除二次基频电流,故取ω1=120πrad/s,τ0=0.2即可满足精度要求。
传统比例—积分(PI)控制器对正弦的参考电流难以达到理想的控制效果[15],故本文引入比例谐振(PR)控制器。理想的比例谐振控制器传递函数为:
式中:Kp为比例项系数;Kr为谐振项系数;ω0为谐振频率。
式(17)的波特图如图3所示。
理想比例谐振控制器在谐振点处增益趋近于无穷大,在该频率点外几乎无衰减。然而理想比例谐振控制器的实现存在2个主要问题:(1)由于模拟系统元器件参数精度和数字系统精度的限制,控制器不易实现;(2)控制器在非基频处增益非常小,当电网频率产生偏移时,就无法有效抑制电网产生的谐波[16]。因此,本文采用准比例谐振控制器,其传递函数为:
式(18)中,ωc不仅影响比例谐振控制器增益,还影响比例谐振控制器带宽。对于FPR_quasi(s)的积分部分,经过计算得到准比例谐振控制器的带宽为ωc/π。设电网电压频率允许波动范围为±0.8Hz,则有ωc/π=1.6Hz,此时控制器波特图见图4。
以a相为例,图5所示为本文所提出的环流抑制策略。
首先,通过陷波器陷除环流中的二次成分,再将其与原环流做差,从而得到环流二次基频成分,即二次环流iza2;将此二次环流与参考值iza2_ref再做差,由于目的是对二次环流进行补偿,故参考值选取为0,将差值(即-iza2)送入比例谐振控制器进行跟踪处理,即可得到需要的参考电压补偿信号ucc。
基于上述抑制策略的整体控制框图见图6。
根据系统框图,在定性分析时,可采用取理想比例谐振环节,可得iza2对iza的传递函数为:
式中:R和L为图1中交流侧等效阻抗;L0为桥臂电感。
取s=jω0时,Gz2,z(s)=0,从而通过式(19)可以看出,采用本文所提抑制策略,能够对环流中的二次基频分量进行有效抑制。
3 仿真验证
在MATLAB/Simulink平台下,搭建了单端MMC并网仿真平台以验证本文所提出的NCCS对环流的抑制效果。系统参数见附录A表A1。调制策略选用相位互差180°的双调制波的载波移相正弦脉宽调制技术分别控制上、下桥臂。
环流抑制效果对比波形如图7所示。在加入NCCS前,未加以抑制的环流在-20~30A之间波动,而加入NCCS抑制稳定后,环流峰值不超过3.5A,仅为原来的6%左右。由此可见,本文所提抑制策略的效果较为明显。
在第3节的分析中,已经提到如果环流能够得到抑制,则将给子模块电容电压及输出电压都带来好的影响。抑制前后子模块电容电压波形及一相总功率的对比如图8所示。在加入NCCS后,子模块电容电压波形得到了显著改善,同时相功率波动明显减小,这对于延长电容使用寿命、提高MMC可靠性均有重要意义。
MMC的输出电压质量至关重要,加入本文所提出NCCS前后,a相输出电压的波形如图9所示。通过对比可以看出,在加入NCCS对环流二次基频分量进行抑制后,MMC输出电压质量得到改善,谐波含量,尤其是二次谐波含量明显降低。
为验证本文所提出方法对单相系统的有效性,搭建了5电平单端带负载仿真平台,直流母线电压为200V,带载时功率因数为0.95,其余参数同附录A表A1。此时可得MMC内部环流波形如图10所示。
从图10中可以看出,本文所提出的环流抑制器在应用于单相系统时,能够将MMC内部环流的幅值从16A下降到4A左右,使其降低了约75%,说明其在单相系统中同样能够发挥较好作用。
4 结语
本文对MMC的环流抑制方法进行了研究,对于环流产生的原理及其对MMC的影响作了简要分析,指出了环流抑制在减小相单元能量波动、降低开关器件损耗和提高系统稳定性等方面的作用;提出了一种基于准比例谐振控制器和陷波器的NCCS,并进行了仿真验证。仿真结果表明,NCCS对于MMC环流二次基频分量具有明显的抑制作用,并且能够有效降低子模块功率波动,提高其电压波形质量,从而证明了本文所提方法的有效性。本文所提NCCS原理较为简单,易于工程实现,同时对单相、三相系统均有效,具有一定的研究价值。
比例阀控制器 篇10
如果流量控制器能获得系统中非常准确的拥塞信息,那么即可通过调整输入速率实现非常有效的拥塞控制。然而获得准确的队列长度需要传送大量的控制信息,此外在TCP这样的系统机制下也经常会发生意外的报文丢弃[6,7]。
1 系统模型
1.1 系统说明
首先假设一个用于描述拥塞控制的简单队列模型。图1是具有恒定服务速率β的单服务器队列,观察队列的变化并发送控制报文给流量控制器从而改变输入速率S(t)。为了简化分析,假设任意时刻的输入速率是两个泊松分布中的一个,即S(t)∈{α1,α2},其中α2<α1,α2<β。
1.2 吞吐量、拥塞概率、输入速率
在拥塞控制策略的设计中,吞吐量、拥塞概率、输入速率是三个关键参数,通常希望平衡吞吐量与拥塞概率,既能保证足够高的吞吐量又能有效地控制拥塞[8]。本文中假设能够满足一个最小吞吐量,当最小吞吐量α2为min(α1,β)时,则最小吞吐量是通过提高输入速率α1并兼顾拥塞概率来实现的。首先考虑一个单阈值流控策略,当队列长度小于等于阈值m时采用较高的输入速率α1,当大于m时则采用更低的输入速率,这表明m较大时吞吐量更大,反之亦然。因此,给定最小吞吐量要求时,就可以确定对应的阈值,这表明一旦阈值确定,单阈值流控策略能减少拥塞发生的概率。然而,由于需要频繁发送控制信息,该系统可能在m和m+1之间波动。因此将单阈值流控策略扩展,使其能提供更大的控制灵活性,并保证吞吐量和良好的拥塞控制性能。
2 两阈值流控策略
两阈值流控策略的输入速率在两个不同的阈值m和n间切换,其中n≥m+1,而m是通过最小吞吐量确定的。初始情况下,当队列长度小于n时以输入速率α1运行,当队列长度超过n后,切换到较低输入速率α2,直到队列长度重新小于m后,输入速率又切换为α1。
假设Q(t)表示时间t的队列长度,且输入速率S(t)∈{α1,α2}。定义Y(t)=(Q(t),S(t))表示时间t的系统状态,显而易见在两阈值流控策略中,Y(t)是一个连续时间的马尔可夫过程[9,10],如图2所示。
定义k=n-m为两个队列长度阈值之间的差值,使用m+i(1)和m+i(2)分别表示状态(Q(t)=m+i,S(t)=α1)和(Q(t)=m+i,S(t)=α2),i=1,2,…,k-1。对于长度小于m或大于n的队列,输入速率只能分别是α1和α2。注意,当k=1时相当于单阈值流控策略,当k>1时两阈值流控策略的吞吐量不会比单阈值时更小,此时单阈值为m的流控策略同样能满足k>1时两阈值流控策略的要求。
2.1 拥塞概率和输入速率
定义1拥塞概率被定义为队列长度超过M的稳态概率,即,用P{Q≥M}表示。当阈值m固定,差值k增加时,拥塞概率会增大而输入速率会减小。事实上,可以通过求解图2中的稳态概率来描述两阈值流控策略中的拥塞概率。
在此定义ρ2=α2/β,ρ1=α1/β,且η2=1/ρ1,则ρ2<1,ρ1>ρ2。用pj表示图中的稳态概率,当j≤m或j≥n时,用表示状态m+i(1)(m+i(2))的稳态概率,其中i=1,2,…,k-1,通过求解不同的稳态概率pm,发现:
未知值pm可以通过概率归一来确定:
通过上面导出的稳态概率,可求得拥塞概率:
状态从n-1(1)变化到n或从m+1(2)变化到m,则每秒控制报文速率:。
由对称链,,则:
由式(2)、式(3)可知k决定了拥塞概率和输入速率之间的平衡性,当k较大时输入速率较小而概率拥塞较大,反之亦然。在两阈值流控策略中,m决定了最小吞吐量,而k决定了拥塞概率和输入速率之间的平衡性。
2.2 大偏差指数
在很多排队系统中,拥塞概率随缓冲区大小M变化发生指数衰变。当缓冲区变大时,指数项在决定衰变概率的过程中起决定作用。因此只需考虑衰变指数,而忽略缓冲区M对拥塞概率的其他影响,这就是所谓的大偏差指数。对特定的流控策略,定义其拥塞概率衰变的大偏差指数为:
当Q≤m时,M-m越来越大。
命题1:假设k沿M线性变化,则的大偏差指数为:
大偏差指数为:
又由式(2),ρ2M-n(ρ2M-m-k)时,若k(M)=γ(M-m),常数γ>0,则大偏差指数。
由式(3),输入速率可以任意小,若k(M)趋于无穷大。则k(M)随M线性增长为无穷大,那么大偏差指数为常量,即-lnρ2。当k变大时,拥塞概率增大,然而它仅在缓冲区内线性增长,因此大偏差指数保持不变。大家只对大偏差指数与拥塞概率的相对变化感兴趣,而不是它的实际值,定理1确定了两阈值流控策略具有最优大偏差指数。
定理1两阈值流控策略在任意输入速率的所有流控策略中可能具有最好的大偏差指数。
能得到这个结论是由于在较低的输入速率α2的情况下,两阈值流控策略和M/M/1队列的大偏差指数相同,且优于任何流控策略。
2.3 两阈值流控策略和随机早期检测
即便在缓冲区并未溢出的情况下,随机早期检测也会随机丢弃数据报文来防止拥塞。考虑两个队列长度阈值m和n,其中n>m。如果队列长度不超过m,无论什么输入速率也无报文被丢弃;而队列长度达到或超过m,则报文总是被丢弃,并且会导致输入速率降低。如果队列长度在m和n-1之间,报文以概率q随机丢弃。而两阈值流控策略非常类似于上述随机早期检测的算法,如图3所示。
对于队列长度小于或等于m时,总是有较高的输入速率;如果队列长度增大到n且输入速率是α1,会触发拥塞通知,输入速率被降到α2;若输入速率为α1且队列长度在m~n-1之间,则以概率q发送拥塞通知,并将输入速率降低到α2。图3是这种策略对应的马尔可夫过程。
可以通过分析图3中的马尔可夫链得到拥塞概率和拥塞通知间的平衡性,在保证最小吞吐量的条件下一旦确定了阈值m,则输入速率和拥塞概率间的平衡就由q和n来确定。此外,当队列长度大于n时输入速率降低为α2,这也实现了拥塞概率为ln(1/ρ2)的最优大偏差指数。事实上,两阈值流控策略也可用于模拟实际的队列管理算法,如随机早期检测算法。
3 控制信号的带宽分配优化
虽然控制信号消耗的带宽不大,但是在无线网络的情况下,不可能发送任意量的控制信号而不牺牲带宽。通常需要发送控制信号纠正错误,但这样也会降低可用服务带宽。因此建立一个模型来描述服务速率和控制信号间的平衡关系,从而确定最好的拥塞概率衰变指数下的最优控制信号带宽分配。
3.1 带宽共享模型
假设队列服务速率与控制报文重传次数d-1成线性递减,即:
式中:β是无冗余控制报文(d=1)时的服务速率;控制信号所占带宽与报文重传次数d-1成正比;每个控制报文所占带宽为1/Φ,其中,Φ>0,为常量。
定义f=(d-1)/Φ或d=Φf+1,β(f)=β[1-f]。由于并不限制控制报文的重传次数,因此带宽中用于控制报文的比例f对应的错误概率为δΦf+1。
3.2 用于控制报文的最优带宽
给定的系统参数ρ1,ρ2,Φ,以及控制误差δ∈[0,1),求解使拥塞概率的大偏差指数最大的最优带宽比f*(δ)。定义:
类似β(f)的定义,在此定义:
为保持队列稳定,需要比α2大的输入速率,因此α2<β[1-f]或f<1-ρ2。接着计算大偏差指数对应的错误概率δ及控制带宽比f。
命题2:对任意δ∈[0,1],f∈[0,1-ρ2),对应的大偏差指数:
定义2对任意给定的δ∈[0,1),最佳比例f*(δ)是式(7)中的E(δ,f):
由于1/Φ表示每个重复报文所占带宽,因此Φ决定了用于控制的最优带宽。Φ有三种不同的情况确定最佳带宽比例f*(δ),Φ≤Φ1;Φ≥Φ2;Φ1<Φ<Φ2,其中:
Φ的值由ρ1和ρ2确定,当ρ1≤1时,Φ≥Φ1不存在,即使Φ任意大仍然会存在Φ1<Φ<Φ2。下述定理给出了三种不同Φ的最佳带宽比f*(δ)。
定理2对于给定的ρ1和ρ2,最佳带宽比f*(δ)根据Φ的值分别为:
(1)Φ≤Φ1时,f*(δ)=0,δ∈(0,1)。
(2)Φ≥Φ2时,。
其中是:
的惟一解。
(3)Φ1<Φ<Φ2时,存在δ′和δ″且δ*<δ′<δ″<1使:
其中是由式(10)得到:
在(0,1-ρ2)中的惟一解。
3.3 最优解讨论
(1)错误概率小于δ*:f*(δ)=0,δ∈[0,δ*],大偏差指数的最大值为-lnρ2且任何控制冗余不会产生叠加。
(2)Φ≤Φ1时:拥塞概率的最佳大偏差指数可以通过发送控制报文调整输入速率来获得,然而比错误概率的增加更糟糕的是增加控制报文会挤占带宽。
(3)Φ≥Φ2时:当δ>δ*时,由式(10)差错概率为δΦf+1时取得最佳比例f*(δ)。若ρ1=1.2,ρ2=0.3,Φ=10,图4中实线给出了δ对应的f值;图5中实线给出了最佳大偏差指数的值。
(4)Φ1<Φ<Φ2时:当δ>δ*时,如图6所示最佳比例沿曲线增加,当到达特定错误概率δ′时的最佳比例开始急剧下降并在错误概率为δ″时达到零值,式(11)说明当在(δ′,δ″)时取得最佳比例,其对应的最佳大偏差指数如图7所示。
4 结论
本文的目的是研究控制速率和拥塞控制策略间的平衡关系,即研究控制报文发送频率对拥塞控制效果的影响。由于很难在实际网络中对这种平衡进行研究,因此构建了一个单一服务队列的简单的模型来进行分析。研究发现,可以通过一个简单的带宽共享模型的控制信号确定最佳错误保护量,不同于无误差的系统,当差错概率大于临界值时,该系统带宽的很大比例会被控制报文占用。同时,必须考虑控制报文消耗的带宽及其可能对拥塞控制的影响。
摘要：对控制报文和网络拥塞间的平衡问题进行研究。通过一个单服务队列模型来描述拥塞控制策略,利用排队系统中的马尔可夫过程,提出一种两阈值的流量控制算法使其控制报文速率能满足最好的拥塞概率。通过分析发现排队系统中拥塞概率随缓冲区大小变化发生指数衰变,并定义该衰变指数为大偏差指数用来描述控制报文与拥塞概率间的比例。最后通过带宽共享模型,模拟并分析不同带宽情况下控制报文与拥塞概率间的最佳比例及其大偏差指数。
关键词：控制报文和网络拥塞间的平衡,两阈值流量控制算法,拥塞控制,马尔可夫过程,排队系统
参考文献
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反“黄金比例” 篇11
从这当中，我们不难发现，只有在身高和臂展的长度完全相同时，我们才能达到达芬奇所描绘的黄金比例。而事实上，对我们大多数人来说，我们的身高和臂展的尺寸都是很接近的，基本趋近于1比1，因此，可以说我们都是趋近于黄金比例的。
不过在NBA球员的身上，这一点就不试用了。我们知道，对那些NBA的绝大多数球员们来说，他们都有着超出自己身高的臂展，所以我们才能经常看到他们在球场上完成一些不可思议的事情，比如长距离的滑行劈扣、遮天蔽日的只手封盖等。有一项统计显示：在美国，男性的平均身高是1.78米，而平均臂展是1.795米，非常接近；而那些NBA球员，他们的平均身高是2.03米，但平均臂展却达到了2.13米，他们之间的比值接近1.05。在医学界，这一数值是否大于1.05是判断是否患有马凡氏综合症的重要指标，而在NBA，这一数值却是决定一个球员能获得多大成就的重要因素，很多NBA的内线巨星，在他们辉煌成就的背后，我们也能发现，他们同样也拥有着傲人的臂展。比如2.11米的加内特臂展为2.26米、2.11米的波什臂展为2.26米、2.11米的德怀特霍华德臂展为2.23米、而2.13米的保罗加索尔臂展则达到了惊人的2.30米。其实，不止是那些身材高大的球员，一些身材相对比较矮小的球员，他们之所以能够在NBA闯出一片属于自己的天地，出众的臂展也起到了很重要的作用。肖恩马里昂身高2.03米，却是一个能防5号位的球员，靠的正是他2.23米的超长臂展；身高1.98米的卡特之所以能成为NBA历史上最有暴力美感的扣将，除了出众的弹跳，他2.13米的臂展也是一个重要的原因；阿伦艾弗森身高1.83米，但职业生涯却能保持场均两次以上的抢断，他1.96米的臂展可以说是居功至伟。总之，在NBA，球员们并不信奉达芬奇的“黄金比例”论，对他们来说，拥有多一分的臂展，他们就在球场上拥有多一分的选择。
在2012年夏天，来自肯塔基大学的中锋安东尼戴维斯成为了NBA的新科选秀状元。但当时，很多人对此都表示了质疑，他们不解为何这样一个身高体重都不出众的家伙却成为了状元，并断言他很难在肌肉如林的NBA内线立足。可是如果要是翻看一下戴维斯在大学期间的表现，想必这些人就不会这么想了。在肯塔基大学效力的一年时间里，戴维斯在场均32分钟的出场时间里可以交出场均14.2分、10.4个篮板和4 7次盖帽的数据，其中他的盖帽尤其出色，那个赛季他一共送出了186次盖帽，打破了NCAA的新生盖帽纪录。本赛季，虽然到现在为止戴维斯因为伤病只为黄蜂队出战了29场比赛，场均出场29分钟，但就在这29分钟里，他依然能有场均13分、8个篮板、2次盖帽进账，他一次次在内线精彩的封盖给大家留下了很深的印象。要知道戴维斯的身高只有2.08米，但为什么能在内线有如此具有统治性的防守呢？左边这幅图很清楚的替我们给出了答案，这正得益于他超长的臂展，尽管身材并不算高大，但戴维斯却拥有超过2.26米的臂展，这就让他在拥有良好机动性的同时也拥有了似乎是与生俱来的盖帽天赋。其实，在近些年来已经有这样的趋势，那就是像戴维斯这样的身材的球员已经越来越为人们所青睐。据一项统计数据表明，在NBA，拥有像戴维斯这样身高和臂展的球员，每个赛季都要比那些身高7尺以上的长人多出10次盖帽。现在，身高2.08米左右、臂展2.26米左右已经渐渐成为了被大多数人认可的NBA内线球员的黄金比例，这也就是戴维斯之所以能成为2012年状元秀的一个重要原因。
比例阀控制器 篇12
关键词：集中供热系统,二级管网,混合回路,比例压力,控制
为了进一步提升城市集中供热的实际效果, 并且实现资源的节约、合理应用, 国内加快了供热二级管网的建设步伐。在供热一、二级管网正常连接的情况下, 对于混合回路的比例压力必须进行严格的控制, 从而满足供热管网运行过程中对于各种工艺、技术参数的实际要求。
1 城市集中供热系统的优势及一、二级管网的连接方式
在我国传统的城市供热工作中, 主要采取分区供热的方式, 不但造成了资源的严重浪费, 而且影响了整体的供热效果。近年来, 我国大部分城市在对原有供热管道进行改造的基础上, 逐步实现了城市集中供热系统的建设, 其具有节能、环保即供热质量好等多方面的优势, 并且成为国内供热工作的主流发展趋势。特别是随着热电联产技术的不断创新和应用, 促进了城市集中供热系统的大范围开展, 而且有效解决了因远距离热能输送而造成的系统经济性下降的弊端。为了进一步提高城市集中供热系统的经济性, 国内主要采用一、二级管网联合应用的形式, 根据实际需要和相关条件, 必须合理进行供热二级管网相关工艺、技术参数的设定。
目前, 在国内的城市集中供热系统中, 一、二级管网的连接方式主要有:间接连接、直接连接等, 其中间接连接方式最为常见, 主要是通过相应型号的换热器进行一、二级管网的连接, 这种连接方式具有两级管网之间互相独立, 而无需通过介质进行连接的优势;直接连接方式主要是将一、二级管网进行直接连接, 而取消了换热器的应用, 与间接连接方式相比, 其整体投入较低。由于一、二级管网采用直接连接方式, 所以两级管网在温度方面存在较大的差异, 必须安装混水泵才能满足其实际供热温度要求。在二级管网混合回路的压力控制方面, 由于用户系统所能承受的压力有限, 所以必须采取有效的措施协调两级管网之间的压力差问题, 进而满足均匀供热的要求。
2 供热二级管网混合回路的介绍
在供热二级管网中, 设置混合回路的主要目的是将现有的二级管网系统划分为两个或多个回路, 从而满足供热系统在不同运行工况下的实际要求。根据国内二级管网建设的现状, 混合回路中必须安装大功率的混水泵, 其一般设置于二级管网的供水、回水管道上, 利用混水泵自身的扬程对用户系统产生的相应阻力进行缓解。国内现阶段使用的混水泵主要利用变频调速技术, 在二级管网的供水管路上利用旁通管混水进行作业。在二级管网的运行过程中, 将一侧的部分回水混入到另一侧的二级供水管中, 从而根据室外温度的具体变化情况, 对供水稳定进行有效的调节。为了满足对于二级管网混合回路比例压力的控制, 在回水管中必须按照要求进行自力式压差控制器、电动调节阀的安装。如果室外的温度上升较快, 自力式压差控制器则会根据实时的气候补偿曲线, 传输供水温度给定值之间的差异信号, 自动进行电动调节阀的控制, 从而对混水量的增加或减少进行有效的监控。同时, 当二级管网的回水压力低于标准值时, 电动调节阀则会自动输出信号, 通过加快混水阀的实际转速, 增加末端用户的供水压力, 以满足水力工况的具体要求。
在二级管网混合回路比例压力控制系统的设计中, 应注意对以下要点的关注: (1) 合理进行混水泵的选择:在供热二级管网中, 为保证热媒的正常流动和热量的合理分配, 必须借助混水泵进行动力的输出。由于一、二级管网构造的不同, 所以在进行混水泵的选择时也要有所区别。供热二级管网混水泵的选择不但要考虑技术、工艺方面的要求, 而且要注意对其实际应用中的经济型分析, 以保证二级管网的实际供热质量; (2) 增加变频混水泵的应用:当用户系统需要进行供热流量的调节时, 传统的混水泵难以满足要求, 这是必须要安装变频混水泵, 从而根据用户对于压差的需求合理进行混水泵转速的调节; (3) 合理进行压差的控制:在一、二级管网的连接处, 必须根据实际压差进行差压变送器的安装, 并将其作为二级管网的主要压差控制点, 以实现对于混合回路比例压力进行有效的控制; (4) 建立完善的通信网络:在二级管网混合回路的比例压力控制中, 必须实现热网监控中心、混合回路与热力站等部分的通信联络, 以便各种调节控制与传输数据指令的迅速传达。
3 供热二级管网混合回路的比例压力控制
在国内以往的供热二级管网混合回路比例压力控制中, 普遍在混水泵的实际扬程计算中存在一定的问题, 例如:部分二级管网中是采取根据楼层高度、阻力损失进行扬程计算的方法, 或者依靠以往的经验, 进行混水泵扬程的确定, 这样不但增加了热能的消耗, 而且影响了二级管网的实际供热效果。由于在二级管网中流动的多是经过一次管网循环的低温热水, 所以多存在温差不均衡的问题, 只能依靠增加流量的方法满足实际供热效果。因此, 在供热二级管网混合回路的设计中, 必须注重对于比例压力问题的研究, 其直接关系到供热企业的经济效益和实际效果。
供热二级管网混合回路的比例压力控制主要是利用变压、变频、变流量控制的基本原理, 对二级管网的变流量系统进行有效的控制, 进而使供热系统达到最佳的供热与节能效果。在国内现阶段的供热二级管网混合回路的比例压力控制中, 其基本工作原理如图1所示。在进行比例压力的控制中, 混合回路主要是进行入口一侧的压差控制, 并且及时将相关调节参数传输于相关监控系统中。当供热一级管网一侧的总供水流量发生变化时, 即由q1降至q2时, 控制采集系统中的相关调节参数将自动发生变化, 而且通过通信网络将相关信息传输到热力控制站的混水泵控制器上, 从而将混水泵的转速自动由n1降至n2。混水泵的控制器按照预定的运行模式, 将对其实际供水流量和转速进行调节, 这一过程必须符合比例压力控制软件预设的相关参数和数据。当混水泵的转速发生变化时, 其供水流量的扬程将自动由h1降至h2, 从而在新的工况条件自动构建一个新的平衡环境。随着供热二级管网实际运行工况的不同, 在进行比例压力的调节过程中, 一级侧的供水流量将由q1降至q3、q4, 混水泵的转速也将相应调整为n3或n4。经供热二级管网中相关软件的运算与处理后, 混水泵实际供水流量的扬程也会调整为h3或h4, 从而满足供热二级管网运行中变流量系统的比例压力控制。
结束语
总之, 在供热二级管网混合回路的设计工作中, 必须注重对于比例压力控制问题的深入研究, 从而满足城市集中供热系统的基本运行要求, 逐步促进供热效果的提升, 并且实现集中供热过程中的节能减耗。
参考文献
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