方向过流（精选7篇）
方向过流 篇1
摘要：提出一种双向配置方向过流继电器,该继电器配有2套反时限特性保护,根据故障方向设定每套保护的参数。双向配置方向过流继电器采用连接在同一条母线不同线路上的保护对,有效提高了保护系统的速动性和灵敏性。双向配置方向过流继电器的整定计算被转化为一种优化问题,将继电器间的配合问题抽象为约束条件,将主保护和备用保护的动作时间之和抽象为目标函数。IEEE 30节点的仿真结果表明,与传统保护方案相比,双向配置方向过流继电器能明显提升保护系统的速动性。
关键词：继电保护,反时限特性,方向过流继电器,优化,保护配合,整定计算,电力系统
0 引言
电力系统的优化整定计算问题实质是为了电网更好地安全稳定运行,满足更高的“四性”要求[1]。整定计算是否准确决定了保护装置切除故障的能力。我国现阶段保护系统的配置仍然是以定时限保护为主,文献[2]指出它的保护范围受系统运行方式以及电网接线方式影响比较大;文献[3]指出在具有多级保护的线路中,离电源端越近,保护的速动性就越差,保护动作时间就越长;文献[4]指出在重负荷线路中,其灵敏度系数较低,发生近端故障时且主保护拒动的情况下,轻者会丢失大量负荷,并导致同断面其他线路严重过载威胁设备安全,重者则会引起系统性安全事故甚至电网解列。
定时限的诸多问题使得国内外学者纷纷寻找另一种特性的保护,即反时限保护,它反映了电流与时间之间反比的关系,它的选择特性避免了与灵敏性的冲突,且反时限保护的经济可靠[5]等优点使其在欧美电网保护中有了较好的应用,但反时限继电器在整定计算方面仍然存在一些问题。
国内外对于复杂环网的整定计算研究起步较早,早在20世纪80年代就有学者把继电器的参数整定计算抽象为利用数学算法转化为优化问题求解,文献[6]提出了优化整定的概念,即确定一个目标函数和若干个约束条件,求出反时限过流保护全局最优解。然而由于电力系统结构复杂多变,为了更准确地反映所对应的结构,在整定计算中又相应添加约束条件,这使得计算过程变得复杂。文献[7,8]提出首先对约束条件进行处理,通过分析继电器间的配合关系以及保护参数的约束关系,排除一些不必要的约束,一定程度上加速了整定流程;文献[9]将故障位置的变化可能引起保护对的变化考虑进来,从不失配的角度全面分析了所有相邻保护,做到了精确配合,无一遗漏;文献[10,11,12,13,14,15]从理论上介绍了数学规划法求解全局最优解,但对于非线性、离散变量问题容易陷入局部最优解;文献[16,17,18]克服了数学规划法的困境,采用更加先进的智能优化算法,操作简单,容易建模。
方向过流继电器因其经济实用的特点在传统整定计算方案中得到了广泛应用,同时,它还能定向判断故障电流避免保护误动,这在单侧电源供电的辐射形电力系统中无疑是最佳选择。但在环网系统中,由于网络结构复杂,加之故障电流为双向流动,这种只配有一套方向过流保护的继电器显然不能同时反映2个方向的故障电流。因此美国Easun Reylloe电气公司设计制造出一种新型继电器,即双向配置方向过流继电器,它弥补了单向过流继电器的缺陷,可以同时反映2个方向的故障电流,改变了传统方案中的主、后备保护对,给复杂环网整定计算带来了新思路。
本文采用改进型粒子群优化算法对双向过流继电器实现参数整定计算,针对反时限过流保护在各种故障状态下保护间的选择性问题,提出了保护间参数约束条件和保护判据,有效地保证了任意故障下保护的选择性。
1 基于反时限特性的新型过流继电器
1.1 反时限特性及标准
反时限保护在性能上优于阶梯型折线的定时限保护,在保证选择性的同时,又能克服定时限近电源端保护时间偏大的情况,目前关于反时限特性继电器的标准有IEC255-03与IEEE Std C37.112—19962种,本文主要采用国际电工委员会标准,通用公式如下:
其中,t为继电器的动作时间;TDS为继电器时间整定系数;I为流过继电器的实际电流值;Ipu为继电器的启动电流;A、B为不同反时限特性方程所取常数,普通反时限特性取A=0.14、B=0.02,非常反时限特性取A=13.5、B=1,极端反时限特性取A=80、B=2;C通常为1。
1.2 双向配置方向过流继电器的工作原理
双向配置方向过流继电器配备了2套反时限特性保护,为便于区分,将2个方向一个规定为正向,另一个规定为反向,且每套反时限保护的参数根据各自方向设定,通常正向保护在线路发生故障时首先动作,当其失灵时,反向保护作为备用保护切除故障。这里所说的正向和反向保护并非同一继电器内的2套保护,而是主、后备保护对的2套保护。
双向配置方向过流继电器的应用改变了以往寻求主、后备保护对的方法,它是根据一种就近后备的原则,即连接在同一条母线不同线路的所有双向配置方向过流继电器。根据这种原则得出的主、后备保护对不同于传统方案里继电器间跨越式的联系,其不仅拉近了保护对之间的距离,而且当故障发生且主继电器失灵时,备用继电器在一定程度上提升了系统速动性。
对于复杂的环网系统,由于传统的方向过流继电器只能判别来自初始设置方向的故障电流,所以其作为后备继电器并不占有优势,而双向配置方向过流继电器则弥补了传统单向继电器的不足,它可以充分发挥就近后备的优势,从而在速动性方面有了很大改善。
图1为含6个传统方向过流继电器的三母线系统实例,该方案下的保护配置方式见表1。例如,当故障发生在点A时,R1作为主继电器动作,如果R1拒动,则R5作为备用继电器动作;同样地,点A故障时,R2将作为主继电器负责隔离故障,当其拒动时,R6便作为后备保护动作。
双向配置方向过流继电器具备高灵活性和协调能力的优点,当线路发生故障时,继电器会在正、反2个方向动作,其时间特性如图2所示。当故障电流按设定的正方向流动时,继电器将作为主保护,相反则作为后备保护。继电器有2对不同的参数设置:TDSfw、Ipfw作为主保护参数,TDSrv、Iprv作为后备保护参数。图3为含6个双向配置方向过流继电器的三母线系统实例,该方案下的保护配置方式见表1。例如,当故障出现在点A时,R3将作为R1的后备保护,R4将作为R2的后备保护。同样,对于相同的故障定位,当R1启动正向动作保护时,R3将启动反向动作保护。
2 反时限后备保护优化整定策略
2.1 基于双向配置方向过流继电器的整定配合方案
前文已指出现阶段应用定时限保护的环网整定策略存在的一些问题,而反时限保护的应用在很大程度上解决了定时限保护的不足,加之双向配置方向过流继电器是依据反时限特性设计制造,因此在研究反时限后备保护优化整定策略时其理当为首选。
过流继电器的动作时间与其短路电流呈反比例函数关系,如式(2)所示。
其中,i表示继电器标识符;j表示故障位置标识符;常数参数A和B通常随着过流继电器类型的变化有不同取值,本文将A设置为0.14,B设置为0.02;Iscij为流过继电器的故障电流;Ipi为启动电流。如第1节所述,每个双向配置方向过流继电器都有一对主、后备动作装置。最优目标是在满足所有保护配置原则下最小化继电保护装置的动作时间。目标函数可描述为式(3)。
其中,Ω为主、后备继电器的集合;N为继电器总数;M为所有馈线故障点总数;tfwij和trvkj分别为对于故障点j,继电器Ri的正向动作时间与继电器Rk的反向动作时间,其线性关系可分别描述为式(4)和式(5)。
其中,TfwDSi和TrvDSk分别为继电器Ri和Rk的正向时限整定值和反向时限整定值;Ipfwi和Iprvk分别为继电器Ri和Rk的正、反方向启动电流;由于故障点j的故障电流通过正向继电器Ri,因此被标识为Iscfwij,同理由于故障点j的故障电流通过反向继电器Rk,因此被标识为Iscrvkj。解决保护配置问题必须满足下式:
其中,dCTI为协调时间间隔(CTI),表示主继电器动作和备用继电器动作时间差最小值,为在任意故障下满足选择性要求,将在2.2节专门讨论。此外这些定值也要满足约束条件,可描述如下:
其中,Ipi_min和Ipi_max分别为继电器Ri启动电流的最小和最大值;TDSi_min和TDSi_max分别为继电器Ri的时限整定值的最小值和最大值。
保护配置需要优化的2个主要变量为2个方向的TDS和Ip,从式(4)和式(5)中可以看出,继电器的动作时间和启动电流之间是非线性关系。因此,优化模型可以被描述为一个非线性规划问题。
2.2 同种类型特性曲线在任意故障情况下满足选择性的保护判据
为避免发生保护间抢动,主、后备保护之间应留有一定的时间间隔。由于反时限过流保护的动作时间与短路电流呈非线性关系,在某种故障下主、后备保护有正确的配合关系并不能保证在任意故障情况下满足选择性。如图4所示,保护R1是保护R2的后备保护,在近端故障时,短路电流较大,两保护动作关系正确;但随着故障位置逐渐远离电源点,短路电流逐渐减小,保护R1的动作时间比R2的动作时间增加得更慢,保护间失去选择性。当保护满足任意故障下的选择性时,则动作特性曲线不存在交点。
其中,Δt为主、后备保护动作时间差;t1为后备保护R1的动作时间;t2为主保护R2的动作时间。
保护系统中,主、后备保护往往采用相同类型的反时限特性曲线,即特性曲线常数A和B取值相同。将式(1)代入式(9),则满足式(9)等价于满足:
式(10)为一元一次函数,当斜率k<0时,在故障电流数值很大的情况下,y<0,不能满足选择性要求,因此必须满足k>0。
记Ip_max=max{Ip1,Ip2},当Ip_max可以令y>0时,能保证在任意故障电流下都满足式(10),将Ip_max=Ip1、Ip_max=Ip2分别代入式(10)得到在整个保护范围内都满足式(10)的参数关系为:
在式(11)的约束下有,主、后备保护动作时间之差随故障电流的减小而单调递增。
因此,主、后备保护采用同种动作特性时,只要在最严重预想事故下满足选择性要求,式(11)就可作为保护在任意故障情况下满足选择性的参数约束条件,如图5所示。
3 算例验证
采用双向配置方向过流继电器的反时限保护方案进行IEEE 30节点部分系统仿真实验,如图6所示。
图6所示系统有3个132 k V/33 k V、总容量为50 MV·A的变电站,链接母线2、8和12。变电站33 k V侧装配了28个方向型过流继电器,每个分布式电源按额定5 MV·A工作且功率因数全部统一。分布式电源机组进线系统通过一个480 k V/33 k V的升压变压器,其暂态电抗为5%,节点设置在所有线路的中点位置(F15—F30),便于进行三相短路分析。
通过MATLAB对继电器参数实现整定计算,本文摘取部分节点的整定结果。表2、表3分别为传统和新方案下的继电器参数设置,表中电流均为标幺值。通过数据对比发现,新型继电器的参数整定发生很大变化,明显可看出摆脱了传统继电器的一套保护既充当主保护又充当备用保护的特点,且备用保护和主保护之间有一定时间间隔,避免了保护发生误动。这是因为传统方案里R1只配备了1套保护,它既要满足作为主继电器的约束条件,同时也要满足作为R14的备用继电器的约束条件,需要指出的是,同样是R1,当其配备了2套保护时,不论作为主继电器还是备用继电器,它都有其对应的保护,从而能更有效地发挥其性能。
从图7可以很直观地看出,利用双向配置方向过流继电器保护的动作时间明显优于传统保护方案,尤其当故障发生在点F20—F24时,保护的动作时间平均缩减50%以上,这与就近选取备用保护密切相关。例如,当点F18故障时,主继电器R10和R16分别动作,如果R10拒动,则它的备用继电器R9和R11(在传统方案中R6和R22是其备用继电器)分别动作,R17作为R16的备用继电器动作(当R16拒动时)。通过图7中F18的柱状图可以看出,应用新保护方案可以更迅速地切除故障。相比传统保护配置方案,新方案中备用继电器不再跨越整条线路,这无疑缩减了故障电流的传播时间。新方案的仿真结果展示出绝对的优越性。通过计算,在F15—F25分别发生故障时,传统保护中继电器总的动作时间为46.933 6 s,而应用了双向配置方向过流继电器后,动作总时间为25.046 1 s,双向配置方向过流继电器可以实现更快的故障隔离。
4 结论
本文运用双向配置方向过流继电器,建立了反时限保护整定计算模型。PSCAD仿真验证表明,本文方案提高了保护的速动性。此外,本文还提出了同种类型特性曲线在任意故障下满足选择性的保护判据,从而避免了保护误动、抢动;同时还基于双向配置方向过流继电器提出了就近后备的概念,使复杂环网在寻求主、后备保护对时更加简单、准确,从一定程度上提高了环网整定计算的效率,不受网络结构的限制,改进了优化整定的方法。
倍尺飞剪过流现象分析 篇2
本厂小型棒材连轧生产线有22 架轧机,分6架初轧,6架中轧,6架精轧,4架减定径轧机,1,2号剪分布在6 架,12 架之后做切头尾及碎断用。22架之后布置3号倍尺飞剪。生产规格13~58 mm圆钢。全轧线传动柜采用西门子70系列,PLC采用的是PCS7v4.02。
3 号倍尺剪的传动柜采用T300 工艺板控制,制动方式为再生发电。
传动柜参数如下:型号为6SE7041-1TK60-Z,额定电流为1100A,额定电压为400 V,直流侧为-510~650 V。
电机参数如下:型号为1PQ8 357-8PB80-Z,额定电流为580 A,额定转速为741 r/min,额定电压为400 V,功率因数为0.85,额定功率为315 k W。
轧制规格Ø13~32 mm为不带飞轮的回转模式;Ø34~46 mm为不带飞轮的曲柄模式;Ø 48~58 mm为带飞轮的曲柄模式。
自投产以来,倍尺剪总存在过流现象,有时仅高电流不掉电,有时过流掉电造成现场堆钢事故。一旦掉电,重新恢复送电即可继续生产。过流现象主要是生产Ø13~30 mm圆钢时发生,大约每当生产小规格产品时都会有1 次以上的过流。有相当长的一段时间,过流现象仅仅发生在生产Ø26~30 mm圆钢(16 机架出成品)情况。显然,倍尺剪的过流与生产速度和规格有着直接关系。动作曲线见图1。
2 过流分析
从图1 中可以看到剪切过流从启动时就偏高,速度上升过程较慢且不稳定。表现为机械阻力大或编码器故障。但盘车和检查编码器都没发现问题,甚至更换了电机带编码器,整体飞剪机械,过流依然存在。
图1中剪切过流动作的前一次剪切周期制动过程有超调现象,表现为电气控制不稳定。我们将全部电气元件都进行了更换:IGBT,触发板,控制用电子盒,CUVC,T300,通讯板等。过流依然存在。
为了防止超调,调整了CUVC参数P235(低速时的速度增益)从9 降低到8;P236(高速时的速度增益)从13 降低到11。过流现象有效减少,但由于速度出现滞后导致剪切的钢材头部容易弯曲,操作工不得不提高倍尺剪速度的超前系数,摸索着调节造成许多生产问题。最终不得不恢复原参数。
考虑到过流现象主要发生在生产Ø26~30 mm圆钢(16机架出成品)情况,低速基本没有过流,高速时(生产Ø13~24 mm圆钢18架以后出成品)有过流现象,但与生产Ø26~30 mm圆钢时相比要明显少一些。速度增益参数不应当是导致过流的主要原因,超调现象应当与剪切瞬间电机控制失调有关。
我们还做了其它试验:修改励磁电流P103无效;修改飞剪起始角度无效;把剪切位置接近开关由常开改为常闭能有效减少干扰,但对减少过流无效。
图2为飞剪动作过程示意图。其中θ1为剪切角,θ2为加速角,θ3为匀速角,θ4为剪刃与废钢脱离角;θ5为最大减速角。根据飞剪控制原理,飞剪从启动直到剪切瞬间D位置为速度控制,确保飞剪速度与轧件速度的匹配;剪切位D的接近开关信号使飞剪立即切换为位置控制,在尽可能短时间内回到启动位置A;高速剪切后制动过程由于机械惯性作用,会使剪刃超过A点,到达最大超调点F位置才制动住再返回到A位置。电机功率输出主要在剪切启动的速度控制过程,而制动过程电机是再生发电,观察实际的超调角度θ5并没有超过90°的现象,制动能力足够。因此分析失调的根本原因是剪切瞬间电机速度控制阶段由于瞬间负荷冲击过大而导致的。如果让电机提前进入制动过程应当能够避免失调。
我们将检测剪刃重合角D位置的接近开关向轧件来料方向C位置调整了约5°。效果明显好转,可以保证2~3个月没有过流掉电故障,但仍有电流偏高现象。于是我们又把接近开关向C位置靠近了10°左右,这时出现了新问题:剪切后的钢材头尾都出现弯曲,无论怎样调整超前系数和调整工装都无济于事。从图3 曲线可以看出,由于过早地切换为位置控制,剪切瞬间电机不出力,完全由机械惯量完成剪切,虽然能够剪切断钢材,但飞剪速度下降很快使得倍尺钢材头部碰撞剪刃变弯。试验证明接近开关的位置比剪刃重合角D位置超前5°左右是最佳位置。
经过一段时间的运行,倍尺飞剪偶然也会出现过流掉电,都是由剪刃磨损及工装问题引起的,只要及时检修更换,过流现象是可控的。
通过上述试验,证明了现有电机在某些规格钢材生产时能力不足,要彻底解决问题不是单单调角度或调控制参数就能解决的。我们设计了2个方案:1)电机,传动柜整体更换。由于电机增容导致中心高增加,必须更换新的飞剪机械部分。这样会带来费用、安装时间等一系列问题,与故障发生率相比得不偿失。此方案被否;2)在易产生过流问题的规格产品生产时附加飞轮惯量,让电机启动时给飞轮储能,提高机械惯量的剪切能力,剪切瞬间电机不出力,避免过流发生。我们正在进行该方案设计,最大的问题是现有倍尺飞剪已经有1 个用于低速剪切的飞轮,若再增加1个飞轮在空间上很难设计安装。
3 结论
倍尺飞剪过流的根本原因是电机控制能力达到了极限,不能在高速情况下完成剪切较大冲击负荷的动作。如果使电机在剪切瞬间较早转换为位置控制不输出正力矩,可以有效避免过流。但机械惯量不足以完成剪切动作,很容易产生倍尺钢材的头尾弯曲。比较折中的办法是合理调整剪刃重合位接近开关,使电机能够在剪切瞬间略输出正力矩保证飞剪速度不丢失即可。接近开关的位置调整经过反复摸索才能找到最佳点,一旦确认,做好标记,不再轻易改动。要彻底解决过流问题,应当更换合适的电机和传动柜,但这需要停产改造时间和很大的费用,增加1套飞轮也有很大难度。相比之下,调整接近开关位置更实用。
摘要：倍尺飞剪正常剪切某尺寸圆钢时易产生过流掉电,导致堆钢事故。主要原因是飞剪电机及飞轮惯量不能满足剪切负荷要求,在高速情况下大的冲击负荷将导致控制失调。如果使电机在剪切瞬间较早转换为位置控制不输出正力矩,可以有效避免过流。但机械惯量不足以完成剪切动作,易造成倍尺钢材的头尾弯曲。折中的办法是合理调整剪刃重合位接近开关位置,兼顾解决过流和头尾弯曲问题,最大限度减少故障次数。
IGBT过流保护电路设计 篇3
IGBT既具有功率MOSFET的高速开关及电压驱动特性,又具有巨型晶体管(GTR)的低饱和电压特性及易实现较大电流的能力,广泛应用于电机调速、UPS、开关电源等领域。
在IGBT的应用中,过流保护是其中的一项关键技术。过流保护电路不仅关系到IGBT本身的工作性能和运行安全,也影响到整个系统的性能及安全。可以说,过流保护电路的设计水平在很大程度上决定了系统整体设计的成败。
本研究针对IGBT不同的应用场合及多种过流情况分别设计过流保护电路,并对保护电路进行测试。
1 IGBT过流保护电路设计要点
IGBT常见的损坏原因有:过热、栅极过压、UEC(IG-BT集电极-发射极电压)或d UEC/dt超限、过流等[1,2,3]。考虑到IGBT高压大电流的应用场合,过流损坏的出现频率最高,相应的过流保护电路也最为复杂。
1.1 IGBT的特性
1.1.1 IGBT的过流特性
IGBT能承受很短时间的短路电流,且较低的栅极驱动电压能降低短路电流并延长器件的短路承受时间[4]。过流保护电路必须在这段时间内完成过流检测并减小或截断IGBT的集电极电流。
1.1.2 IGBT的锁定效应
IGBT为4层结构,体内存在一个寄生晶体管,当流过IGBT的电流过大或d UEC/dt过高将导致寄生晶体管开通,使栅极失去对集电极电流的控制作用,即产生所谓的锁定效应[5]。过流保护电路的设计须避免IGBT产生锁定效应。
1.1.3 栅极电阻对驱动波形的影响
IGBT的MOS沟道受栅极驱动电压的直接控制,而MOSFET部分直接影响IGBT的通断特性。栅极驱动电路的阻抗包括栅极驱动电路的内阻抗和栅极串联电阻两部分,影响着驱动波形的上升、下降速率。所以栅极电阻影响IGBT的开关时间、电压电流的变化率[6,7]。
1.2 IGBT过流检测
1.2.1 检测集电极电流
本研究用电阻或电流互感器初级与IGBT串联直接检测IGBT集电极电流,当发生过流时封锁驱动信号。
1.2.2 检测负载电流
当负载短路或负载电流超出额定值时,也可能使前级的IGBT集电极电流增大,导致IGBT损坏。当本研究在负载处检测到过流发生时控制IGBT关断,达到保护IGBT的目的,是一种间接的检测方法。
1.2.3 检测UCE电压
UCE在数值上等于集电极电流与器件通态阻抗的乘积,因此一旦IGBT过流,UCE会随着集电极电流的增大而增大[8]。根据这一特性,研究者可以通过检测UCE来判断IGBT是否过流。
另外,通过这种检测方式可以检测IGBT是否退饱和。当IGBT的栅极电压过低时,IGBT会退出饱和区而进入放大区,使器件的开关损耗急剧增大而导致热损坏。IGBT的退饱和会引起UCE的上升,检测电路将其判定为过流而关断IGBT,避免退饱和以至损坏IGBT。
2 IGBT过流保护电路设计
IGBT的过流保护电路可以分为两类:低倍数(1.2~2倍)的过载保护和高倍数(8~10倍)的短路保护。过载可分为持续性的输出过载和IGBT开通时的短暂尖峰电流过载。
为方便叙述电路的工作原理,本研究中所有电路均默认控制信号、驱动信号低电平开通IGBT,过流信号低电平有效,封锁信号高电平有效。
2.1 输出过载保护电路设计
对于输出过载,保护电路不必有很高的响应速度,并且可采用集中式的保护策略,过流时封锁所有IGBT的驱动信号直至控制电路给出复位信号。
本研究采用的输出过载保护电路如图1所示。当过流时比较器的输出由高电平转变为低电平,与非门输出高电平使Q3开通,过流信号变为低电平并自锁。过流信号可以反馈给控制电路封锁驱动信号。当手动按下S1或控制电路给出复位信号都会使Q2导通,Q3重新截止,过流信号恢复高电平。此时,只要过流故障消除,驱动信号就能恢复对IGBT的控制。
2.2 尖峰电流保护电路设计
当IGBT开通时可能因电路结构(如IGBT后级存在大容量电容)而产生尖峰电流,并且出现的频率接近IGBT的工作频率。针对尖峰电流的保护电路可以分为:时间封锁电路和脉冲封锁电路。前者对驱动信号的封锁只持续固定的时长,在保证IGBT完全关断后,如果开通信号依然存在则会再次开通IGBT;后者在下一个开通信号到来前对驱动信号保持封锁。
时间封锁电路的原理图如图2所示。当尖峰电流超过阈值时,比较器输出翻转,Q1导通,C1完成充电,封锁信号变成高电平。IGBT关断后,电流值下降,比较器输出恢复正常时的低电平,Q1截止,C1通过R2及比较器放电,在C1电压下降到或门的输入低电平阈值电压(约0.7 V)之前,封锁信号将维持在高电平。通过调节C1的放电时间就能控制封锁信号的持续时间。
脉冲封锁电路如图3所示。当尖峰电流超出设定值时比较器输出变为低电平(若系统正常,驱动信号此时应为低电平),Q3导通,C1放电,Q1截止,封锁信号变为高电平。Q1保持截止状态直到驱动信号变为高电平使Q2导通对C1充电,Q1导通,封锁信号变为低电平,下一次的开通将不受影响。使用或门是为了避免Q2、Q3同时导通。
2.3 短路保护电路设计
低倍数的过载发生时可通过直接关断IGBT来达到保护的目的,但是在短路电流出现时,为避免IGBT关断时产生较大的di/dt引起过电压和锁定效应损坏,通常采用降栅压和软关断综合保护技术:当检测到短路时立即降低栅压以降低短路电流峰值并提高IGBT的短路承受能力,在栅压降低后延时一段时间以判别短路故障的真实性,如果短路依然存在则对IGBT实施软关断并启动降频保护,如果故障消失则恢复正常的栅压[9,10]。这样,短路电流的幅值和di/dt都能受到限制,IGBT的集电极电流和UCE都运行于安全范围之内,使IGBT不至于因有限次的保护而损坏,并且具有一定的抗干扰能力。
本研究依照上述原理设计的短路保护电路如图4所示。该电路通过检测UCE识别短路故障,并在短路发生时通过降栅压、降频、软关断保护IGBT。
正常工作时,故障检测二极管D1导通,将a点的电压钳位在稳压二极管ZD1的击穿电压以下,Q1保持截止状态,光耦U1截止,过流信号为高电平,Q4导通,C3保持在高电平,反相器输出低电平,Q9导通,C5完全放电,即过流信号、软关断控制、降频控制都不对控制信号进行封锁,控制信号即驱动信号。电容C1为电路正常时硬开关提供短暂的延时,使得Q3开通时UCE有一定的时间从关断时的高压下降至通态压降,而不使保护电路动作。
当发生过流故障时,Q3的UCE上升,a点电位随之上升,到一定值时,ZD1击穿,Q1导通,过流信号随着光耦U1导通变为低电平。并且Q1导通后+15 V通过R4对C2充电,b点电位下降。当b点电压下降约1.4 V时,Q2导通,栅极电压随C2的充电开始下降。通过调节C2和R4的值可以控制电容的充电速度,进而控制发生过流至降栅压的延时及栅极电压的下降速率。当电容充电至ZD2的击穿电压时,ZD2击穿,b点电位不再下降,栅极电压也被钳位在一固定值上,降栅压过程结束。
当电路启动降栅压保护后,过流信号通过U4A与非门封锁控制信号,以避免控制信号在过流故障时对IGBT进行硬关断,保证保护电路能执行一个完整的慢降栅压、软关断的过流保护程序。
同时过流信号变成低电平后Q5开通,C3通过R10放电,当电压下降至0.7 V时,U4B与非门输出翻转为高电平,驱动信号也立即翻转为高电平进行软关断。C3从VCC放电至0.7 V的这段时间内如果过流故障消除,则a点电位下降,Q1恢复截止,C2通过R2放电,b点电位上升,Q2恢复截止,栅极电压恢复为15 V,过流信号变为高电平,C3立刻充电至VCC,电路恢复正常工作,完成真假过流的甄别。通过调节C3和R10的值可以调节延时的长短。
该电路采用改变关断时栅极电阻的方法来实现过流时的软关断。当过流信号变为低电平,Q6、Q7截止,R5串入栅极驱动回路中,当C3放电结束驱动信号变为高电平关断IGBT时,因R5的存在,驱动电压的下降速率变慢,实现了IGBT的软关断。正常情况下通过TLP250和C4驱动Q6、Q7将R5短路。
电路启动软关断的同时U3A反相器输出高电平,Q8导通对C5充电,C5上的电压使驱动信号保持为高电平。过流消除后,Q9开通,C5通过R13放电至0.7 V后,控制信号才能恢复对IGBT的控制作用。本研究通过选取C5、R13的值使C5的放电周期为1 s左右,就能把IGBT的工作频率限制在1 Hz以下。只要故障消除,电路就能恢复到正常状态。
3 测试及结论
本研究依照过流保护测试电路(如图5所示)对保护电路的性能进行测试,通过C1、C2两个大电容之间的放电模拟短路电流,串入L1模拟尖峰电流,通过调节输入电压可以控制短路电流持续时间和尖峰电流幅值。
3.1 输出过载保护电路测试
本研究闭合K1、K2,电流采样点设在输出负载上,以一定的占空比驱动IGBT,闭合K3,使输出电流超出设定值。测试波形如图6所示。
3.2 尖峰电流保护电路测试
本研究闭合K2,将IGBT的集电极电流作为保护电路的采样电流,以一定的占空比开通IGBT。闭合K3,使尖峰电流超出设定值。两种尖峰电流保护电路的测试结果如图7、图8所示。
3.3 短路保护电路测试
本研究闭合K1、K3,保持IGBT为导通状态。闭合K2,使IGBT通过短路电流。测试波形如图9所示。
3.4 结论
测试结果表明:本研究设计的过流保护电路在过流发生时都能及时做出响应,通过采取相应的保护措施将电流限定在安全值以下,使IGBT得到可靠保护而免遭损坏。
4 结束语
根据IGBT的特性,本研究针对不同应用场合、多种过流情况设计了相应的过流保护电路,根据发生过流故障时保护电路的动作可分为:持续封锁的过载保护电路、封锁固定时长的时间封锁保护电路、封锁持续到下个开通信号的脉冲封锁保护电路以及降栅压、降频、软关断短路保护电路。
本研究以具体的电路原理图对过流保护电路的工作原理进行了详尽的分析,并通过实验对设计的所有过流保护电路进行了测试。测试波形表明:本研究设计的过流保护电路在过流发生时都能及时作出响应,通过采取相应的保护措施将电流限定在安全值以下,使IGBT得到可靠保护而免遭损坏。
参考文献
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开关电源的过流保护电路 篇4
1 开关电源常用过流保护电路
1.1 采用电流传感器进行电流检测
过流检测传感器的工作原理如图1所示。通过变流器所获得的变流器次级电流经I/V转换成电压,该电压直流化后,由电压比较器与设定值相比较,若直流电压大于设定值,则发出辨别信号。但是这种检测传感器一般多用于监视感应电源的负载电流,为此需采取如下措施。由于感应电源启动时,启动电流为额定值的数倍,与启动结束时的电流相比大得多,所以在单纯监视电流电瓶的情况下,感应电源启动时应得到必要的输出信号,必须用定时器设定禁止时间,使感应电源启动结束前不输出不必要的信号,定时结束后,转入预定的监视状态[1]。
1.2 启动浪涌电流限制电路
开关电源在加电时,会产生较高的浪涌电流,因此必须在电源的输入端安装防止浪涌电流的软启动装置,才能有效地将浪涌电流减小到允许的范围内。浪涌电流主要是由滤波电容充电引起,在开关管开始导通的瞬间,电容对交流呈现出较低的阻抗。如果不采取任何保护措施,浪涌电流可接近数百A[2]。
开关电源的输入一般采用电容整流滤波电路如图2所示,滤波电容C可选用低频或高频电容器,若用低频电容器则需并联同容量高频电容器来承担充放电电流。图中在整流和滤波之间串入的限流电阻Rsc是为了防止浪涌电流的冲击。合闸时Rsc限制了电容C的充电电流,经过一段时间,C上的电压达到预置值或电容C1上电压达到继电器T动作电压时,Rsc被短路完成了启动。同时还可以采用可控硅等电路来短接Rsc。当合闸时,由于可控硅截止,通过Rsc对电容C进行充电,经一段时间后,触发可控硅导通,从而短接了限流电阻Rsc。
1.3 采用基极驱动电路的限流电路
在一般情况下,利用基极驱动电路将电源的控制电路和开关晶体管隔离开。控制电路与输出电路共地,限流电路可以直接与输出电路连接,工作原理如图3所示,当输出过载或者短路时,V1导通,R3两端电压增大,并与比较器反相端的基准电压比较,控制PWM信号通断。
1.4 通过检测IGBT的Vce
当电源输出过载或者短路时,IGBT的Vce值则变大,根据此原理可以对电路采取保护措施。对此通常使用专用的驱动器EXB841,其内部电路能够很好地完成降栅以及软关断,并具有内部延迟功能,可以消除干扰产生的误动作。其工作原理如图4所示,含有IGBT过流信息的Vce不直接发送到EXB841的集电极电压监视脚6,而是经快速恢复二极管VD1,通过比较器IC1输出接到EXB841的脚6,从而消除正向压降随电流不同而异的情况,采用阈值比较器,提高电流检测的准确性。假如发生了过流,驱动器EXB841的低速切断电路会缓慢关断IGBT,从而避免集电极电流尖峰脉冲损坏IGBT器件。
2 结束语
近年来,开关电源的应用广泛,对其可靠性也有了更高的要求。一旦电子产品出现了故障,如果电子产品输入端短路或者输出端开路,则电源必须关闭其输出电压,才能保护功率MOSFET和输出端设备等不被烧毁,否则可能引起电子产品的进一步损坏,甚至引起操作人员的触电及火灾等。所以开关电源的过流保护功能一定要完善。
摘要：针对当电源输出端超过额定负载或短路时,会对电源造成一定的损坏,使系统无法正常工作,介绍了几种电源的过流保护具体电路,并且对其工作原理进行了分析。
关键词：开关电源,过流保护,过流检测
参考文献
[1]张惠,冯英.电源大全[M].成都:西南交通大学出版社,1993.
[2]杨旭,裴去庆,王兆安.开关电源技术[M].北京:机械工业出版社,2002.
一种过流保护器的电路分析 篇5
随着人们生活水平的提高,在单相空调无法满足大功率制冷、制热等使用要求的情况下,三相电源的空调也开始大批量的生产与销售使用,在大电流工作的情况,针对压缩机过负荷运行,如何进行保护设计,也是三相电源空调开发阶段就必须关注的一个要点。
1 概述
电路构成:
该过流保护器电路由以下几个电路组成:电源电路、电流检测电路、比较电路、驱动电路等。
1.1 电源电路
由于该过流保护器安装位置在空调室外机上,为避免雷击浪涌的影响,采用一个压敏电阻跟一个保险管进行防护。由于该主板工作电流较小(正常条件只有十来毫安),采用1A或以下的保险管进行短路保护,压敏电阻采用MYN15-621KM,压敏电压为620V。保险管串联在火线上,用于针对过流保护板的过电流保护,压敏电阻用于吸收电压浪涌。
采用一个普通变压器,变压器的规格为输入220V/50Hz,输出为15V 100m A,空载输出为18V,初级输入线圈串接一个可恢复PTC,可在变压器出现异常高温的情况下,切断变压器电源起到对变压器线圈的保护作用,同时在故障排除的情况下,又可恢复正常工作,从而起到对变压器的保护作用。变压器次级输出电压经桥式全波整流、电容稳压、输出电压信号至稳压块7812,7812输出一个12V标准电压,用于主板工作电压,作为比较IC LM358及继电器等的驱动电源。
1.2 电流检测电路
采用两电流互感器将穿过电流互感器的电线电流转换成一低电流,并在电阻(R1)上形成一个电压,经过整流二极管对其交流电压信号进行整流,R2与R3进行分压(由于电阻R2、R3相比电阻R1大很多,故互感器的输出电流基本上由R1决定),电容C1、C2进行滤波稳压,最终形成一个直流电压提供给比较电路进行相关的比较。特别要注意一点的就是:由于空调压缩机为一线圈感性负载,启动时会有一个冲击电流,一般为运行电流的4-5倍,持续时间为几毫秒至几十毫秒,在这种情况下,很可能使过流保护器出现电流过大的误判断,在此增加一个电解电容C1对冲击电流进行吸收,适当增大C1电容的容量可避免开机误动作这种情况的发生,而C1电容的容量增大会带来过流保护器在过流情况下动作时间延长的情况,在该电路中选取的电容容量为22u F,通过相关整机实验,可避免压缩机启动时出现开机误判断的情形,根据其它的负载情况,可对该电容进行相应的变化,从而达到调整相应的动作时间、避免出现误动作情形。R2与R3组成分压电路,通过调整R2与R3,可调整该过流保护器的动作电流,R3变小或R2变大,可使动作电流变大。考虑到电路元器件误差的存在,特别在互感器本身就存在5%的误差,同一型号的过流保护器动作电流为一区间范围,但动作电流需保证在该过流保护器额定工作电流的1.05倍至1.25倍之间。
1.3 比较电路
LM358在“+”端输入电压大于“-”端的情况下,输出高阻态,反之,输出低电平。
本电路采用两个LM358比较器对检测信号电压与基准电压进行比较,输出一个电压信号给驱动电路。基准电压采用两个稳压二极管与电阻串联接到12V电源,采用两个二极管串联可以降低单个稳压二极管容易被击穿的机率,提高电路的可靠性。同时基准电压接反馈信号,以此来调节过流保护器的恢复电流。采用二级比较输出,正常条件下,输出为一固定电压,该电压可使驱动电路的三极管出现导通;当出现过电流的情况下,二极比较输出T2直接拉低至低电平输出(0V),同时通过R10与R12将比较基准电压拉低,保护动作电流比恢复电流大,从而避免输出T2在一个电流临界点出现频繁通断切换的情况。R10与R12阻值的变化,可调整该过流保护器在过电流保护后的恢复电流,当R10变小,或R12变大时,可使恢复电流变小。同样,由于元器件误差特别是互感器本身就存在5%左右的误差,同一型号的过流保护器恢复电流也是一个动态的区间范围,但恢复电流需保证在该过流保护器额定工作电流的1.05倍至1.25倍之间,并且小于动作电流。由于需要对三相电源其中两相进行电流检测,故此过流保护器需要用到以上两组电路。
1.4 驱动电路
根据比较电路的输出信号,来判断是否驱动继电器吸合或者断开。采用两个二极管形成一个简单的与非门,在任何一端出现过流而出现低电平的情况下,由于二极管的单向导通性能,R18前端被拉低至低电平(一般小于0.3V),此电压无法使三极管出现导通,继电器无法吸合,输出信号为断开的状态,反之,当工作电流在动作电流以下时,T1,T2为一高阻态,R18前端的电压足够使三极管导通,继电器吸合,输出信号为闭合状态。通过以上两种不同的情形,从而提供一个开关信号给内机主板进行判断是否存在过流情况。
2 结束语
目前针对过流保护,也可采用一个电流互感器对压缩机电流进行检测,互感器输出信号通过电阻分压,提供给芯片的AD口进行模数转换的方式进行检测。而此种情况存在一定的局限性:当三相空调通过室外机供电时,而室外机又不存在控制主板,如通过以上方式进行检测,则需要引室外压缩机至少两根线到室内作为一个检测,加上需要给室内主板供电的电线,室外机与室内机的连接线将会比较多。而本文介绍的过流保护电路,由于电源检测只提供一个开关信号,而此开关信号可以与高低压保护一同反馈给室内机,从而节省室内外的连接线。
摘要：介绍三相电源空调所采用的一种过流保护电路的相关工作原理,分析电路设计的关键点,指导相关电路的设计及相关注意事项。
关键词：过流保护器,过流保护电路,三相电源空调,电流检测,电流保护
参考文献
[1]童诗白,华成英.模拟电子技术基础[M].第3版.北京:高等教育出版社,2001.
基于综合负荷模型的过流保护整定 篇6
电力系统中,暂时性故障的比重往往很大,重合闸技术的广泛应用大大降低了暂时性故障对电力系统的不利影响。故障后线路跳闸至重合闸的这段时间负荷处于失电状态,而后伴随着重合闸动作负荷进入自启动过程。现代电网中,负荷成分越来越复杂,其中各种旋转类负荷占的比重越来越大。负荷特别是旋转类负荷的自启动会产生较大的过电流,这一电流会对过流保护产生何种影响,将是本文重点讨论的问题。目前,电力负荷建模工作已经取得了巨大的学术和应用成果,这为本文的论述提供了坚实的理论依据。
1 综合负荷模型的结构
负荷的构成是多样而复杂的,就个体而言,包括各种各样的工业电机,家用电器等;就负荷的类型来看,又分为静止设备和旋转设备。目前的负荷建模理论中,一般采用综合负荷模型等值电力负荷。其基本思想是将负荷群体看作一个整体,用连接于负荷母线的一台异步电动机和一个静态负荷表述该母线下所接的所有负荷,我们把这种负荷模型称为经典负荷模型,其结构如图1所示[1]。
2 负荷的启动特性
根据以上经典负荷模型的构成,分别讨论静态负荷和动态负荷的启动特性。静态负荷一般指系统中的静止负荷,其模型的指数形式一般如式(1)和式(2)。
式中:PS0为额定电压下静态负荷吸收的有功;pv为有功电压指数;QS0为额定电压下静态负荷吸收的无功;qv为无功电压指数;U0为额定电压。
由该模型可知,静态负荷与电压的关系是呈线型特征的,其启动特性是平稳的。静态负荷在启动过程中没有很大的启动电流,也就是说对系统没有产生额外的冲击。如图2和图3所示为静态负荷电压和功率波动曲线。所以,在分析过程中,我们一般不考虑静态负荷对系统的影响。
动态负荷即异步电动机是负荷启动时产生冲击电流的主要因素。异步电动机的启动是指电机从静止状态加速到工作转速的整个过程。普通的异步电动机如不采取任何措施而在额定电压下直接启动,其启动电流约为其额定电流的5~7倍。电动机启动时,转速n=0,滑差s=1,旋转磁场以同步转速切割转子绕组,在转子感应一个较大的电势,产生较大的转子电流,此时的激磁电流很小,可以忽略不计。因此可以得到[2]:
其中:c1=1+xx1m,将条件c1=1,s=1代入(3)并求幅值可以得到
相较于额定负载下的定子电流:
为了更加直观地比较启动电流与额定电流的大小,我们将电动机的各重要参数取典型值,用以计算这两个电流值。
根据中国电科院提供的模型参数典型值取定子电阻r1=0,转子电阻r2=0.02,定子电抗x1=0.12,转子电抗x2=0.12,激磁电阻rm=0,激磁电抗xm=3.5,初始滑差s0=0.010 6[3],可以计算出c1=1.034,以上典型值都是电动机本身容量下的标么值。根据以上参数可以分别计算出启动电流Ist=8.22U1,额定电流I1=1.068U1。由此我们可知,当负荷模型采用典型参数时,动态负荷的启动电流是额定电流的8倍多。
综合负荷模型中,静态负荷与动态负荷各占有一定比例。所以在计算启动电流时需要计及这两类负荷的综合影响。根据动态负荷占负荷整体的比例,我们可以计算出负荷整体的启动电流和额定电流的关系:
其中:k为总负荷的启动电流与额定电流的倍数关系,p为动态负荷占总负荷的比例。根据式(6),可以计算出动态负荷占有不同比例时,总负荷的启动电流与额定电流的倍数值,其结果如表1所示。
3 启动电流对过流保护的影响
表1中的数据表明,当负荷中含有一定比例的电动机负荷时,重合闸后的自启动过程将产生一定倍数的启动电流。这对过流保护的整定是不利的,过流保护I段是瞬时限的,所以负荷启动电流有可能造成保护的误动,这就要求过流I段从定值上躲开启动电流。电动机的自启动过程一般持续1 s时间,而过流II段的延时一般为0.5~1 s左右,一般来说II段的灵敏性是大于I段的,所以过流II段的启动值也必须躲开启动电流。当然定值的提高在一定程度上减小了过流保护的保护范围。由于III段的延时一般在3 s左右,已经在时间上避开了自启动过程,故定值方面无需考虑与启动电流的配合问题[4]。实际上,现代的微机保护中有很多是采用电流量作为保护启动的判据之一,动态负荷的自启动也会造成这类保护的误启动。
表1中的启动电流倍数是在所有的电动机都自启动且启动过程中不采取任何措施这一最不利条件下计算得出的。实际上,部分大型电动机都装有低电压保护,当电压低于保护定值(一般在0.6~0.8UN)的时候,自动把电动机从系统中切除。重合闸后电压恢复过程中,这部分电动机是不能自启动的。另外,一些电动机启动过程采用降压启动等措施,一定程度上减小了启动电流。因此,启动电流的实际情况要比表1中的计算结果乐观一些。但系统中仍有大量的小型电动机不具备欠压保护等任何防启动电流的措施,所以,重合闸后的动态负荷的自启动电流仍然是各类过流保护整定中不可忽视的问题。
4 解决方案
以上阐述说明,在电流保护中考虑负荷的自启动电流的影响是很有必要的。现代的保护一般也具备使用多套定值的功能,这里建议保护在重合闸时采用另外一套考虑了负荷自启动电流的定值。表1已经列出了动态负荷占总负荷不同比例时采用经典负荷参数计算出的总负荷自启动电流倍数。实际上由于负荷的多样性和区域差异性,经典负荷参数的套用往往也是有条件和场合的。一般情况下,r1,r2,x2,rm,xm这几个参数的在不同地区负荷中的差异不是很大,可以套用经典负荷参数。而x1,s0以及动态负荷占总负荷的比例p往往差异较大。根据负荷辨识理论,当已知功率关于电压的动态响应后,是可以求出负荷模型中各参数的。电力线路配置的故障录波器、PMU等装置记录的线路波动数据都可以用来建立负荷模型,求取模型参数。由于这部分内容属于负荷建模理论,本文不再赘述。这样我们就可以建立如图4所示的系统,使用故障录波器数据对保护定值进行修正,这样既考虑了负荷自启动电流的影响,又提高了电力数据的使用效率。
5 结语
本文利用综合负荷模型为依据,分析了动态负荷自启动过电流问题。从理论上阐述了重合闸后的自启动过程对过流保护整定的影响,并提出了解决方案。
摘要：现代电力系统中,负荷构成的复杂性决定了负荷自启动电流不断增大的趋势,为了分析重合闸时的动态负荷自启动过程中产生的启动过电流对过流保护的影响,运用了综合负荷模型,定性定量地分析了动态负荷占总负荷不同比重时的启动过电流。并提出了针对该问题的相应解决方法。
关键词：重合闸,综合负荷模型,自启动电流
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方向过流 篇7
近年来, 开关电源已被越来越多的用户所采用。作为开关电源用的大功率开关器件IGBT以其独特的优点受到众多厂家的青睐, 河北工业大学电工厂也将IGBT应用于电焊机和励磁开关调节器中。
IGBT应用关键的技术之一是过流保护。过流保护不仅直接关系到IGBT器件本身的工作性能和运行安全, 还影响到整个系统的性能和安全。IGBT应用是否成功在很大程度上取决于过流保护系统的优劣。
1 IGBT过流机理和工作特性
1.1 IGBT过流
IGBT能承受的过流时间通常仅为几微秒, 这与SCR、GTR (几十微秒) 等器件相比要小得多, 它要求过流保护电路能准确、敏捷地检测过流信号, 快速传递和处理信息, 可靠的保护动作。另外, 由于IGBT内部存在一个寄生晶闸管, 此寄生晶闸管一旦触通, IGBT便失去栅极的控制而无法关断, 即产生所谓的擎住现象。擎住现象有静态擎住和动态擎住两种。静态擎住指流过IGBT的稳态电流过大时所产生的擎住现象。在开通和关断过程中, 若开关速度过快, 也会使寄生晶闸管触通而产生动态擎住。过流保护电路应该使IGBT避免发生擎住现象。
1.2 IGBT的工作特性
图1所示的IGBT输出特性是指在一定的VGE值下, 产生某一特定IC同VCE的相互关系。
集电极—发射极电压VCE/V
栅极—发射极电压VGE/V
图2给出了饱和压降和栅极—发射极电压VGE 的关系, VCE (set) (IGBT的通态压降) 是由结温、集电极电流IC和栅极—发射极电压VGE的函数。VGE的增加会加大沟道的电导, 从而降低VCE (set) 。
2 IGBT过流检测原理及过流保护的方法
IGBT的特点之一是其通态压降VCE可以反映导电电流的大小。由图1 IGBT静态输出特性可见, 在驱动电压VGE=10 V、IC=40 A时, 集电极—发射极间饱和压降VCE (set) =2.4 V, 一旦出现电流增大VCE则随IC的增大而增大;当IC达到160 A时, VCE则增大到4 V。根据这一特性, IGBT的过流检测可通过检测其集电极—发射极电压来代替。这种简单的检测方法带来了另一优点就是可防止IGBT工作时退出饱和区。工作时, VGE过低, 则IGBT的工作点将进入接近水平的特性。IGBT退出饱和特性而进入放大区, VCE增大, 使集电极功耗急剧增大, 造成器件热损坏。采用检测VCE (set) 的方法可避免出现这种情况, 驱动电压过低, 将导致VCE上升, 保护电路将判定为过流而关断IGBT, 因此这种检测方法也称为退饱和检测。
根据上述的特点, IGBT的过流保护的基本方法有降栅压保护和慢关断保护。它们的作用是设法延长允许承受过流的时间, 减小关断时的过电压, 避免发生擎住现象。
慢关断保护是指出现过流关断IGBT时, 关断速度不能太快。这是因为过流关断时, 大电流迅速下降, 很大的di/dt将在电路电感元件上产生很高的感应电势, 在IGBT上产生强烈的过压而击穿元件。另外, 过流时关断速度过快, 会使IGBT产生动态擎住, 以至无法关断而造成IGBT损坏。慢关断保护是IGBT过流保护的基本方法之一。市场上较多的驱动模块的过流保护都是应用这一方法。富士公司的IGBT采用模块EXB系列就采用了该方法, 下面选用这种模块作为例子进一步说明。
EXB841电路原理及过流保护实用整定方法原理见图3。
2.1 正常开通过程
当控制电路使EXB841输入端脚14和脚15输入10 mA的电流流过时, 光电耦合器ISO1导通, A点电位迅速下降至0, 使V1和V2截止;V2截止使D点电位上升至20 V, V4导通, V5截止, EXB841通过V4及栅极电阻RG向IGBT提供电流 (电压) 使之迅速导通, VCE下降至特性曲线的某一值, 曲线特性的值为3 V左右。与此同时, V1截止使+20 V电源通过R3向电容C2充电, B点电位上升, 其上升值及上升速率将分别取决于R3与R4 、R5以及VD7正向压降、IGBT导通压降, VCE形成的这一串负载的分压比。
2.2 正常关断过程
控制电路使EXB841输入端脚14、15无电流通过, 光电耦合器IS01不通, A点电位上升使V1和V2导通;使V4截止, V5导通;IGBT栅极电荷通过V5迅速放电, 使EXB841的脚3电位迅速下降至0 (低于脚1～5 V) , IGBT可靠关断, VCE迅速上升, EXB841的脚6悬空, VD7反向截止。与此同时, V1导通, C2通过V1快速放电, 使B点、C点电位嵌在0, 使VZ1不会导通, IGBT正常关断。
2.3 保护动作
如果IGBT处于正常导通, 则V1 、V2截止, V4导通, V5截止, B点和C点电位稳定在11 V左右, VZ1不会被击穿, V3不导通, F点电位保持为20 V, 二极管VD6截止。
当过流发生时, IGBT的VCE随电流的上升而增高;当增至5 V时, C点的电位也将提高到13 V, 而使VZ1击穿。由于C4的作用, D点的电位由+20 V逐渐下降, 从而实现缓关断IGBT。IGBT的栅极电压降至10 V以下时, 所承受的短路过流能力增加到15 μs, 因此, 当过流封锁电路在EXB841的脚5输出过流检测信号后, 应延时8～10 μs封锁, 这样才能很好地实现过流保护。
综上所述, 快速恢复整流二极管VD7是EXB841外接元件中很重要的一个部件, 它的正向压降的大小直接关系到EXB841过流检测响应速度以及过流值的整定。二极管的正向导通压降不能偏小, 因为偏小将使IGBT在正常工作时C点电位偏低, 一旦发生过流, VD7阻断, VZ1的反向击穿将延长, 超出IGBT的短路承受能力, 导致过流保护失败。但VD7压降不能过大, 这将使C点电位上升而接近13 V, 将导致误过流检测频繁出现, 使抗外界干扰能力下降, 以至于IGBT正常工作时, 栅控触发电压频繁下降而增大了IGBT的开关损耗, 导致元件发热。
3 过流保护的实用整定方法
中国市场上流行的几种驱动块, 如日本三菱、富士公司、英达公司等型号, 其共同特点是驱动块本身的过流保护临界电压动作值都是一个固定值, 不可调节的, 一般来说为7～10 V。而在实用中是希望临界电压的动作值是可调的, 这样可以对过电流值进行整定, 满足不同线路的保护要求。根据其保护的基本原理, 可通过调整串联在IGBT集电极与驱动块之间的二极管D7的个数, 使这些二极管通态压降之和等于或略大于驱动块保护动作电压与IGBT过流所对应的饱和压降VCE之差加5 V。
式 (1) 只适用于富士EXB模块。其他公司的产品可以按照同样的原理得到类似的结果。
增加二极管的数量就增大了二极管正向压降, 也就降低了过电流动作值。但实现这一整定却很困难。靠串接二极管来调整保护动作值的方法只能是一个阶梯一个阶梯的整定。因此, 串联二极管的方法很难做到精确整定过流保护的临界动作点。
由分析可知改变保护动作值, 实质上就是改变脚6 (C点) 的嵌位电压。而这点的电压就是由R3、R4、R5、VD7、VCE、+5 V这条支路分压形成的。要改变这点电压, 只需改变R5的大小即可。一般增大R5即可降低IC的动作值。模块中R5为内置元件, 实际应用时可在模块外与VD7串联相接一个电阻即可。
按图3所示接线。选用两个相互独立的电源A、B, 其零点不相联接。令WR1=0, 调整WR2使K点电位VKE升至相对应整定IC的VCE。在输入端给定一个使IGBT导通信号, 然后逐渐增大WR1阻值, 一直到驱动模块保护恰好动作 (用示波器监视栅极电压, 确定模块是否动作) 。此时WR1值即为应串联之电阻值。
4 结论
由于二极管D7的反向耐压, 恢复时间等参数与原设计是一样的, 只是在分压回路略有变动, 对驱动模块的动、静特性影响很小, 改动很简易。
上述整定方法在实际设备应用中获得了良好的应用效果。由于驱动模块本身参数也有分散性, 因此最好针对每一对应之驱动模块进行实测整定。如果VCE选定有误差, 可以重复调试到满足要求。
摘要：IGBT中关键的应用技术之一是过流保护, 过流保护不仅直接关系到IGBT器件本身的工作性能和运行安全, 而且影响到整个系统的性能和安全。对此, 分析了IGBT过流的检测及保护的原理, 并基于典型驱动模块EXB841的工作原理提出了过流保护临界动作值的实用整定原则。
关键词：IGBT,过流保护,参数整定
参考文献
[1]钱文明.用于IGBT的专用集成驱动器HR065的设计原理与应用研究[J].电气传动, 1995 (2) .