DC模式

DC模式（共9篇）

DC模式 篇1

Maxim推出开关模式DC-DC充电器MAX8900A/MAX8900B, 器件提供符合JEITA标准的电池温度监测, 支持单节锂离子 (Li+) 或锂聚合物 (Li-Poly) 电池的安全充电。该系列器件是业内最先集成±20 V过压保护的充电器, 无需外部开关即可实现更为安全、可靠的充电过程。MAX8900A/MAX8900B工作在3.25 MHz较高的开关频率, 允许使用小尺寸外部元件。器件能够从3.4～6.3 V (MAX8900A) 或3.4～8.7 V (MAX8900B) 电源产生高达1.2 A的电流为电池充电, 且发热较低。较低的发热特性和较小的方案尺寸使器件理想用于智能手机、Bluetooth誖耳机、便携式多媒体播放器 (PMP) 和移动互联网设备 (MID等空间受限的便携设备。

MAX8900A/MAX8900B的最大充电电流可通过一个外部小电阻进行设置, 范围为50 mA～1 200 mA。安全定时器和预充电流等其他充电器参数均可调节, 为设计人员构建符合应用要求的系统提供了极大的灵活性。

MAX8900A/MAX8900B采用小尺寸2.4 4mm×2.67 mm×0.64 mm、40焊球晶片级封装 (WLP) , 焊球间距为0.4 mm。器件工作在-40℃～+85℃扩展级温度范围。提供评估板以加快设计进程。

DC模式 篇2

星上DC/DC变换器国内外研究现状

随着电子器件、材料、工艺的飞速发展,星上DC/DC变换器性能在最近几十年有了很大提高.介绍了星上DC/DC变换器国内外现状发展情况,分别从拓扑结构、控制方式、材料工艺等方面进行了较为详细的论述,并结合国内相关技术发展的现状,展望了国内星上DC/DC变换器的发展趋势.

作 者：雷卫军 李言俊 LEI Wei-jun LI Yan-jun 作者单位：西北工业大学航天学院,西安,710072刊 名：宇航学报 ISTIC PKU英文刊名：JOURNAL OF ASTRONAUTICS年，卷(期)：28(6)分类号：V423.4+4关键词：星上DC/DC变换器/开关电源 拓扑结构 控制方式 材料工艺

DC模式 篇3

很多文献对PWM控制DC/DC变换器轻负载下的效率提高问题进行了讨论,多数是采用PWM/PFM混合控制模式[2,3,4],就是在轻负载时采用PFM模式以提高变换器效率,而在重负载时采用PWM模式。传统的混合模式控制方式的实现方法中将PWM模式控制和PFM模式控制环路分开设计,并在变换器内部引入负载轻重的判断机制,在负载变化时,工作模式自动切换。这种方法可以获得宽负载范围下变换器的高效率,缺点是电路设计复杂,增加了芯片面积和成本。

本文采用一种跳周期模式[5](Skip Mode)来提高轻载下PWM变换器效率。其基本思想是芯片中引入跳周期模式控制比较器电路,该电路判断负载的轻重,当负载足够轻时,产生SLEEP信号,此时芯片进入低功耗状态,功率MOS管被关断,并且芯片内大部分电路如振荡器、误差放大器、PWM比较器以及各种保护电路等也不再工作,只依靠电容储存的能量维持负载端工作,当能量下降到一定值时,再启动变换器。这样轻负载时功率MOS管的损耗和芯片自身电路的损耗都降低了。

该控制模式的主要缺点是由于开关频率不固定,开关噪声无法预测,同时它也会使输出纹波增大。因此不适合无线通信领域应用,但非常适合在待机状态频繁的场合中应用。

1 芯片系统设计

图1为带跳周期模式的PWM控制升压DC/DC变换器的芯片电路结构框图。芯片系统具有以下特点和功能:跳周期模式、同步整流、峰值电流检测、斜坡补偿、过压保护、过温保护、欠压锁定以及软启动电路等。

芯片在正常工作模式下采用1.2MHz的固定运行频率,允许使用小型低ESR电容器。为了提高轻载下变换器效率,在轻载条件下进入跳周期模式。由于整个系统采用峰值电流模式控制,为了保持峰值电流模式控制的稳定性,设计有斜坡补偿电路。为了进一步提高变换效率,采用同步整流技术,并将功率开关管NMOS和同步整流管PMOS集成到芯片内部。

图1中,SW为开关引脚,FB为输出电压的采样反馈端,为停机引脚,接低电平时关断芯片。芯片内部主要模块包括:基准电压源BANDGAP,为其他电路提供1.25V基准电压和电流偏置;误差放大器EAMP,将输出的反馈采样电压与基准电压进行比较放大;峰值电流阈值设置电路IREG,根据误差放大器的输出,设置电感峰值电流限制ITH,接PWM比较器的同相输入端,在软启动时,根据软启动电路SOFTSTART的输出限制工作电流;PWM比较器,其输出下跳沿关断开关管;环形振荡器OSC,产生电路周期工作的定时信号CLK和斜坡补偿所需的锯齿波信号RAMP;斜坡补偿电路SLOPE_COMP,将采样的电感电流信号和补偿斜坡RAMP叠加,输出VISC接PWM比较器的反相输入端;跳周期比较器SKIP_COMP,使变换器在轻载时进入Skip Mode,降低损耗。芯片中其他电路模块还有包括RS触发器在内的逻辑控制电路CONTROL、功率管驱动电路DRIN、整流管驱动电路DRIP、整流管衬底电位控制电路BODY_CTRL、反转保护电路IR、过热保护电路OTP、输入低压锁定电路UVLO以及输出过压保护电路OVP。NS为集成在芯片内部的功率开关NMOS管,PR为集成在芯片内部的整流PMOS管。

正常负载条件下,在每个振荡周期开始时,RS触发器被置位,从而导通功率开关管NS。当SLOPE_COMP的输出VISC超过IREG的输出VITH时,RS触发器复位从而关闭NS管。通过这种方式,误差放大器设置正确的峰值电流水平以使输出稳压。

2 跳周期模式电路设计原理与实现

2.1 跳周期模式电路设计原理

在负载足够小时,开关变换器进入跳周期模式。在该模式下,一部分开关周期被忽略,即开关管和芯片内部部分电路停止工作,从而达到降低损耗的目的。跳周期模式电路的基本工作原理如图2所示。

在轻负载情况下变换器只有比较稀疏的脉冲群,在脉冲群与脉冲群之间变换器进入空闲(IDLE)状态,开关管和整流管都关断,电路空闲不工作,电感电流为零,通过输出电容上存储的能量为负载供电。随着输出电容的放电,输出电压下降至低于下限阈值电压VTH-时,变换器重新工作,产生一些脉冲群,对负载供电,并对输出电容充电,使得输出电压上升,直到其达到上限阈值VTH+时,又进入IDLE状态。随着负载电流的下降,变换器被忽略的脉冲越多,IDLE时间越长,开关损耗越低。

基于以上原理,设计芯片的Skip Mode控制电路。首先要解决的问题是如何判断轻载。一种简单的方法是直接检测输出VOUT,如果负载很轻,则负载消耗的电流就会小于电感所提供的电流,输出电压VOUT就会相对较高。但是直接检测VOUT并不合算,可以利用EAMP的输出VE信号,当VE偏低时,就证明VOUT偏高,也就是负载轻。另外就是设置Skip Mode控制的上下门限阈值VTH+和VTH-。这可以通过具有双阈值的迟滞比较器来实现。设计的Skip Mode控制电路示意图如图3所示。

电路中迟滞比较器SKIP_COMP的两个翻转阈值分别为VT+和VT-。当负载较轻时,VOUT略有上升,导致EAMP的输出VE下降,当其下降到SKIP_COMP的低阈值VT-以下时,表示负载很轻,进入Skip Mode工作模式。此时,首先将开关管关断,并停止振荡器的工作,然后等待反转保护比较器IR的输出负跳变(此时表明电感电流已经全部释放),将整流管关断,并将SLEEP信号置高,进一步关断芯片中其他部分电路。由于开关管、整流管都关断了,输出电容对负载供电,输出电压缓慢下降。直到输出电压下降到VTH-以下,EAMP的输出VE大于VT+,SLEEP信号变低,振荡器恢复工作,其输出CLK正跳沿触发开关管导通,变换器恢复工作,对负载和电容充电,使输出电压上升,直到上升到VTH+,又进入关断模式。

2.2 跳周期比较器电路设计

设计的跳周期比较器电路如图4所示。

图4中,VB是由偏置模块产生的偏置电压,VDDA是由内置电源模块产生的稳定电压。电流源P8、P9对R1供电,由P8、P9、R1、N7共同决定翻转阈值VT+和VT-。N7处于关断状态时确定翻转阈值VT-,VT-=R1×I2;N7导通时确定翻转阈值VT+,VT+=R1×(I1+I2)。当0

3 电路仿真

此变换器芯片典型应用电路如图5所示。

用Hspice对系统进行了仿真,仿真结果显示,由于SOFTSTART电路的引入,有效地消除了启动时的浪涌电流。室温、20m A负载、输入电压为3.3V、输出电压为12V时的瞬态特性仿真结果显示输出电压纹波较小,约为6m V。

电路变换效率仿真结果如图6所示,图6(a)是引入了跳周期模式后变换器的效率仿真曲线,图6(b)是未引入跳周期模式变换器的效率仿真曲线。仿真结果显示,负载电流在5m A以下属于轻负载区,这一区域效率比较低,但由于引入了跳周期模式,该段效率下降不算太严重。随着负载的增大,效率曲线呈上升趋势,当负载电流在10m A以上时,是芯片理想工作区域,该段基本保证效率在70%以上。

本文讨论了PWM型升压变换器的设计,并重点分析了升压变换器在轻载下如何通过引入跳周期模式来提高效率。提出的跳周期模式电路设计思想简明,电路实现简单,仿真结果表明在轻载下,跳周期模式变换器可显著提高变换器的效率。该设计对于待机状态频繁的应用具有很好的工程应用价值。

摘要：基于UMC0.6μmBCD工艺设计了一种峰值电流模式的PWM控制升压DC/DC变换器,通过引入跳周期模式实现轻负载下变换器的高效率。仿真结果显示,引入跳周期模式的DC/DC变换器在轻载下(负载电流小于5mA)效率仍达到45%以上。

关键词：DC/DC变换器,脉宽调制,峰值电流模式,跳周期模式

参考文献

[1]ERICKSON R W.Fundamentals of Power Electronics New York:Chapman and Hall,1997.

[2]SAHU B,RINCON-MORA G A.A high-efficiency,dual-mode,dynamic,buck-boost power supply IC for portable applications.VLSI Design,2005.18th International Conference on Volume,Issue,3-7Jan.2005:858-861.

[3]REED B,OVENS K,CHEN J,et al.A high efficiency ul-tra-deep sub-micron DC-DC converter for microprocessor applications.Proceedings of International Symposium on Power Semiconductor Devices&ICs,Kitakyushu,2004:59-62.

[4]徐峰,常玉春,田小建,等.PWM/PFM混合控制DC-DC变换器芯片的设计.微电子学,2006,36(5):663-665.

DC模式 篇4

由于该DC/DC变换器的输入电压较高，主电路选取半桥式拓扑[2][3]，如图4所示。V1，V2，C3，C4和主变压器T组成半桥式DC/DC变换电路。CT为初级电流检测用的电流互感器。C5为防止变压器偏磁的隔直电容。变压器的副边采用全波整流加上两级滤波以满足低输出纹波的要求。R1，C1，R2，C2，R5，C6和R6，C7为吸收电路。R3和R4起到保证电容C3及C4分压均匀的作用。电阻R7和R8为输出电压的采样电阻。

3.2 控制电路

图5

以UC3846为主要元器件组成的半桥式开关电源的控制电路如图5所示。图中，R1及C1构成振荡器，振荡频率f=。为了防止主电路中V1和V2同时导通，要设定开关管都关断的死区时间。死区时间由振荡器的下降沿决定，该电路的死区时间td=145C1[12/(12－3.6/R1)][4]。R2及C2组成斜坡补偿网络，以保证控制电路的稳定[5]。C5实现软启动。由图3可以看出脚1的电位<0.5V时无脉宽输出。如图5所示，脚1经电容C5到地，开机后随着电容的充电，当电容电压高于0.5V时才有脉宽输出，并随着电容电压的升高脉冲逐渐变宽，完成软启动功能。对主电路来的反馈电压，由C3及R5和电压误差放大器组成了电压环的PI调节器。另外，系统还有较完善的保护电路。

当系统输入电压过压或者欠压时（过/欠压判断电路略），可使图5中的过/欠压输入端为低电平，光耦OP1输出高电平，因此，就会通过加速电容C6和二极管D6对UC3846的脚16施加正脉冲，从而使图3所示的UC3846芯片内部晶闸管导通，通过内部电路使脚1电平被拉至接近地电平，电路进入保护状态，UC3846芯片输出脉冲封锁。另外，光耦OP1输出的高电平使三极管Q407饱和导通接地。由于电容C6的加速作用，三极管Q407比前述晶闸管导通稍微迟后。由于三极管的导通压降小于晶闸管的导通压降，晶闸管不能维持导通即晶闸管恢复关断。当过/欠压故障消除后，三极管Q407截止，系统重新输出脉冲。

图6

当过流或者过载时，比较器LM393输出低电平，光耦OP2输出高电平，通过D7加在脚16，同样会封锁脉冲输出。由于晶闸管维持导通，所以系统当不过流不过载时，必须重新启动才能有脉冲输出。

3.3 驱动电路

IGBT是一种电压控制型器件，与电流控制型器件（如GTR）比较,IGBT具有驱动功率小、开关速度快的特点，因此，近年来IGBT在变流技术中的应用得到了迅猛发展。IGBT有专用的驱动芯片，如富士公司的EXB851及EXB841，三菱公司的M57959L等，这些驱动电路具有开关频率高、驱动功率大、过流保护等优点，但都必须加额外的驱动电源，并且价格高，使设备成本大大提高。而脉冲变压器具有体积小、价格便宜、不需要额外的驱动电源，因而得到广泛的应用。

但直接驱动时，由于其脉冲前沿与后沿不够陡，使得IGBT开通和关断速度受到一定的影响。

图6所示的IGBT驱动电路具有开关频率高、驱动功率大、结构简单、负压关断、价格便宜等优点。

IGBT容量较小时，UC3846的脚11和脚14可以直接驱动脉冲变压器。IGBT容量较大时，UC3846的驱动能力不够，V11～V14，D11～D14构成了脉冲变压器的驱动电路。D9及D10的作用主要是帮助V11～V14的关断，若没有D9及D10时，当PWM1为高电平，PWM2为低电平时，V11和V14导通，随后PWM1和PWM2均为低电平，脉冲变压器漏抗中储存的能量经D12和V14续流，A点电位降至－0.7V，即使PWM1为低电平，V11又导通，最终烧毁V11，加上D10的目的就是让电路中D12和V14在续流时将A点电位钳制在0V，从而有利于V11或V13的关断；同理，D9的作用是有利于V12或V14的关断。

4 实验与结论

按照以上设计思路研制出一台工程样机。在输入直流电压为250V，负载电流为50A时，测得IGBT驱动电压波形和高频变压器原边电压波形如图7所示。该变换器具有输入过、欠压，输出过流保护等功能，输出电压的电源调整率≤1％，负载调整率≤1％，输出电压纹波<50mV，满足了设计

DC模式 篇5

一般来讲, 相比于基本养老保险制度而言, 企业年金制度实行市场化运营, 有自己独立的运行机制。要保证企业年金基金的成功运作, 一个安全高效的运行模式是非常关键的。企业年金计划按筹资与给付方式的不同可分为确定缴费型 (Defined Contribution, 简称DC) 和确定收益型 (Defined Benefit, 简称DB) 两种基本类型。企业年金计划的缴费率和替代率的确定是密切相联系的。

1.1 DC模式

DC计划是由企业发起设立, 按照一定的公式确定每一计划参与者的缴费水平 (通常是统一的供款率) , 并为每一计划参与者设立个人账户, 其缴费积累于个人账户之中, 待其退休后, 按照个人账户上缴费积累和基金投资回报额向退休人员计发养老金, 这就是确定缴费型。美国的“401 (K) 养老计划”是DC计划最为主要的代表。这种计划事先确定每期的缴费金额或比例, 职工对个人账户拥有投资决策权, 并承担由此导致的投资风险。投资回报全部计入个人账户, 退休金水平取决于职工退休时个人账户累积的缴费额及其投资收益, 因此退休金并不确定。DC型企业年金精算平衡模型原理和应用公式如下:

设职工α岁参加工作并加入企业年金计划, β为开始退休年龄, d为生命表中死亡年龄, g为货币工资增长率, i为年利率 (贴现率) , r为基金投资预期收益率, w为α岁初年平均货币工资, b1为DC型企业年金社会平均工资替代率, b2为DB型企业年金社会平均工资替代率, C1为DC型企业年金缴费率, C2为DB型企业年金缴费率, B1为DC型企业年金给付在β年时的精算现值。

α岁职工在β岁时缴费积累的总额:

$\text{G}{}_1={\displaystyle \sum _{\text{t}=\text{α}}^{\text{β}-1}\text{C}}{}_1\text{W}(1+\text{g}){}^{\text{t}-\text{α}}(1+\text{r}){}^{\text{t}-\text{α}}$ (1)

α岁职工退休后各年年金的给付额在β岁时的精算现值:

$\text{B}{}_1={\displaystyle \sum _{\text{t}=\text{β}}^{\text{d}}}{}_{\text{t}-\text{β}}\text{Ρ}{}_{\text{β}}\text{b}{}_1\text{W}(1+\text{g}){}^{\text{β}-\text{α}-1}(1+\text{g}){}^{\text{t}-\text{β}}\left(\frac{1}{1+\text{i}}\right){}^{\text{t}-\text{β}}$ (2)

基金平衡时有:B1=G1 (3)

由上面三式得到:

$\begin{array}{l}\text{b}{}_1=\text{C}{}_1{\displaystyle \sum _{\text{t}=\text{α}}^{\text{β}-1}(}1+\text{g}){}^{\text{t}-\text{α}}(1+\text{r}){}^{\text{t}-\text{α}}/(1+\text{g}){}^{\text{β}-\text{α}-1}\to \\ \leftarrow {\displaystyle \sum _{\text{t}=\text{β}}^{\text{d}}\left(\frac{1+\text{g}}{1+\text{i}}\right)}{}^{\text{t}-\text{β}}\text{Ρ}{}_{\text{β}}(4){}^{①}\end{array}$

1.2 DB模式

DB计划一般是由企业出资建立年金基金, 定期向退休职工按固定金额支付退休金的一种退休金计划。该计划事先确定职工的退休金水平, 然后根据基金的运营情况、职工年龄、职工离职率、工资增长情况以及管理费用等因素, 逐年计算企业的缴费额, 企业缴纳的这部分金额在规定限度内享受免税待遇, 政府有监管权。该计划筹资所需的金额往往是不确定的, 退休金的投资决策权完全掌握在企业手中, 风险也由企业承担。在DB中, 退休人员的福利水平取决于他们工作的年限长短和退休前工资水平。DB型企业年金账户精算平衡原理和应用公式如下:

我们运用存续函数1${}_{\text{x}}^{(\text{ω})}$, 记My+h为现年y+h岁计划参与者的实际年薪, 在y+h+t岁时的预期年薪记为Ey+h+t, 进一步假设有一个年薪比例函数Sy, 使得

$\text{E}{}_{\text{y}+\text{h}+\text{t}}=\text{Μ}{}_{\text{y}+\text{h}}\frac{\text{S}{}_{\text{y}+\text{h}+\text{t}}}{\text{S}{}_{\text{y}+\text{h}}}(5)$

那么以G2表示现年y+h岁计划参与者的未来供款的精算现值为:

$\text{G}{}_2=\text{c}{}_2\text{Μ}{}_{\text{y}+\text{h}}{\displaystyle {\int }_0^{\text{β}-\text{y}-\text{h}}\text{υ}}{}^{\text{t}}\frac{\text{S}{}_{\text{y}+\text{h}+\text{t}}}{\text{S}{}_{\text{y}+\text{h}}}\text{d}\text{t}$

$=\frac{\text{c}{}_2\text{Μ}{}_{\text{y}+\text{h}}}{\text{S}{}_{\text{y}+\text{h}}}$${\displaystyle \sum _{\text{k}=0}^{\text{β}-\text{y}-\text{h}-1}}$υk∫${}_0^1$υsSy+h+k+sds (6)

如果Sy在每一年内为一常数, 对上式右边每个积分应用中点规则, 则可以得出该计划参与者的未来供款的精算现值为:

$\text{G}{}_2\approx \frac{\text{c}{}_2\text{Μ}{}_{\text{y}+\text{h}}}{\text{S}{}_{\text{y}+\text{h}}}$${\displaystyle \sum _{\text{k}=0}^{\text{β}-\text{y}-\text{h}-1}}$υk+1/2Sy+h+k (7)

计算年老退休给付时, 我们引进函数R (y, h, t) , 表示y岁参加该计划, 现年y+h岁的职工, 将在y+h+t岁时获得年金给付, 同时假定年给付额不变, 而且由其工作的最后一年的年薪决定, 通常是按一固定比例π则有:

$\text{R}(\text{y}‚\text{h}‚\text{t})=\text{π}\text{E}{}_{\text{y}+\text{h}+\text{t}}=\text{π}\text{Μ}{}_{\text{y}+\text{h}}\frac{\text{S}{}_{\text{y}+\text{h}+\text{t}}}{\text{S}{}_{\text{y}+\text{h}}}$ (8)

其精算现值表示为:R (y, h, t) y+h+t (9)

假设退休的发生在每一年龄内服从均匀分布, 那么以B2表示现年y+h岁的职工的年老退休企业年金给付的精算现值表示为:

B2=${\displaystyle \sum _{\text{k}=\text{α}-\text{y}-\text{h}}^{\text{β}-\text{y}-\text{h}-1}}$υk∫${}_0^1$υsR (y, h, k+s) y+h+k+sds (10)

对上式右边每个积分应用中点规则, 则可以得出

B2≈${\displaystyle \sum _{\text{k}=\text{α}-\text{y}-\text{h}}^{\text{β}-\text{y}-\text{h}-1}}$υk+1/2R (y, h, k+1/2) y+h+k+1/2 (11)

基金平衡时有:G2=B2 (12)

2 DB型和DC型模式的比较分析

DC模式操作简单, 透明度高, 企业为每个职工设立独立的个人账户并进行账户式管理, 由企业和职工定期缴纳相当于工资某种比例的金额。企业和职工共同选择年金的投资方式和投资管理人, 监督年金的经营状况。建立职工个人账户, 能够较好地体现根据企业经济效益、收入发展水平提供退休保障的原则, 提高职工缴费的积极性。DC模式不需要精算, 账户积累权益等于个人账户积累的实际金额, 减轻了企业不断追加供款的经济负担。实行DC计划的个人账户, 由第三方托管, 独立于企业的资产与运营。所以职工在离开企业时就可以将此账户同时转移, 自己仍然可以继续缴费, 不影响职工在企业供职期间享受企业年金的权利, 对人才的合理流动在一定范围内不形成障碍, 有利于缓解企业举办企业年金计划与劳动力合理流动的矛盾。尤其是年轻职工距离退休的时间长, 可以充分利用资本市场工具在一个较长的时间里使自己的个人账户增值。

2.1 DB型和DC型企业年金计划的风险程度比较

从风险分担的角度来看, DC模式在立项、具体实施和管理等方面比DB模式相对简单, 个人账户的资产实行完全积累, 养老金的支付与账户财产积累是对称的, 不会出现“空账运行”和收支不平衡的赤字现象, 使企业从不确定的未来企业年金给付中解脱出来。但是, 由于企业对养老金支付的承诺仅仅限定在定期向个人账户的供款上, 不承担职工退休时及长寿期间因基金投资波动而带来的养老金领取风险, 而这些风险全都由退休职工承担。DB模式年金标准一般根据职工劳动年限及退休前几年的工资水平确定, 退休职工具有较为稳定的养老金收入, 因此, 能够得到企业职工的接受和拥护, 同时也作为企业吸引人才的福利待遇条件。但是, 企业需要承担较大的投资风险: (1) 在年金投资收益较低的情况下, 企业为了维持退休金待遇水平不变, 必须追加向DB计划的供款; (2) 退休职工寿命延长, 企业必须追加因长寿带来的供款额。这种风险对于劳动密集型企业来说尤其显得突出。当然, 在这种制度类型下, 职工则承担企业倒闭及工作调动失去企业年金的风险。除以上风险之外, 职工也需承担其退休前工资不再增加的风险, 由于退休津贴很少与物价挂钩, 通货膨胀将降低退休职工的津贴。

资料来源:邓大松, 刘昌平.中国企业年金制度研究.北京:人民出版社, 2004, 2:92

2.2 DB型和DC型企业年金计划的激励程度比较

从缴费激励的角度来看, 由于供款与给付之间的关联性强弱不同, 缴费激励也不同。DB型计划的给付与职工退休前的缴费具有弱关联或没有关联而实现收入再分配, 因此, 职工有不缴费或“搭便车”的动机, 缴费激励较弱。而确定缴费型计划的给付水平取决于职工退休前的缴费积累和投资收益积累水平, 具有较强的关联, 所以具有较强的缴费激励。因此职工有很强的动机为自己的个人账户缴费。再者, 确定缴费型计划具有透明度高、操作简便、缴费水平可根据企业经营状况进行调整等优点。

从保障水平的稳定性来看, DB模式具有较稳定的养老金收入, 企业定期缴费确保承诺的退休职工养老金收益得到实现。为了保证收益确定型养老金支付方式运行下去, 很多国家的企业一般采取现收现付的办法筹集资金。然而现收现付式基本上不符合企业年金完全积累和投资运营的属性, 同时会加剧在岗职工和退休职工的代际矛盾, 特别是在老龄化日益加重的情况下, 现收现付筹资方式显然是行不通的。有些发达国家在实行DB模式时采取了收益预筹资金的办法, 即通过工资增长、通货膨胀、退休年龄、投资收益等因素推算出为了保证若干年后退休职工的养老金水平, 当前应该为他们向DB计划缴费的数量。但是这种收益预筹资金的办法需要精算师进行科学的评估和精算, 在实际操作上难度很大。

但是, 对于DC计划而言, 退休职工养老金收益是不稳定的, DC计划的年金给付水平最终受制于积累基金的规模和基金的投资收入, 其保障的适度性最终取决于一国的金融市场条件和基金投资绩效, 雇员要承担年金基金的投资风险。国内已有的计划普遍没有保底收益, 对于中国的企业来说, 风险太大。例如:100万元的投资, 希望在两年内取得10%的收益, 达到连本带息110万元。如果第一年亏损5%, 本金只剩下95万元, 那么第二年的投资收益必须达到约16% (110/95-1) , 投资的压力就非常大了。相反, 如果有保底的投资收益, 如3%, 在第一年投资收益为3万元的基础上, 那么第二年投资收益率达到大约7% (110/103-1) 就行了, 与前面16%的收益率相比, 这个目标就很容易实现了 (具体示意如下表, 单位:万元) 。所以, 对于相同的投资收益目标, 应在保证不亏损的前提下, 确立一个合理的保底的投资收益水平, 尽量争取高的投资回报, 使更多的企业参加到企业年金计划中来。这是企业在选择企业年金计划时需要考虑的重要标准。

并且, DC模式只有当资本市场日益完善, 有多样化的投资产品可供选择时, 年金资产管理公司才能从投资中获取既定的收益, 保证对年金持有人给付养老金和对投资收益的兑现。但我国目前的投资环境尚不完善, 在较长的时间内, 我国股票市场的系统风险都较大, 难以成为企业年金的理想投资场所, 不足以使DC计划能够充分发挥出它的各种优势。如果一开始就大量推出DC计划, 保险公司的资产组合将被迫推向股票市场, 将承受更高的风险。我国资本市场正处于发展时期, 职工的投资意识、投资技能和风险意识都比较薄弱, 承受风险的能力比较低。另外, 从我国社保制度正处于转轨时期的特定国情来看, 很多年龄大的职工面临着积累时间短的问题, 常规的DC计划显然无法满足这部分人群的对企业年金的需求。

3 建立中国特色的企业年金管理模式的启示

由以上分析可知, DB模式和DC模式都具有各自的特点与利弊, 在实践中需要根据我国的实际情况, 制定出中国特色的企业年金运营和管理模式。由于我国行业、地区和企业之间经济条件差异比较大, 企业是否实行年金制度, 实行哪种企业年金模式, 应该由各单位根据效益情况, 由企业与工会或职工代表通过集体协商确定。我们认为我国企业在建立企业年金制时, 既可以DB型为主兼融DC型的优点, 可以DC型为主兼融DB的优点, 也可以采用DB-DC兼容型模式。具体来说, 可以采用以下两种形式:

3.1 弹性型企业年金模式

一般来说, 经营效益比较好且比较稳定的大型企业适合于实行DB模式, 比如我国的石化行业、电力行业、通讯行业、城市公用行业等部门, 可以充分发挥DB模式吸引和稳定职工尤其是专业技术人才的职能, 减少企业因建立企业年金计划而产生的机会成本, 同时向社会展现企业持续稳定发展的实力和信心, 打造企业品牌。DC计划适合规模较小或处于创业和成长期的企业, 例如生物制药、IT等高新技术产业等, 由于DC模式管理难度较小, 易于处理费率调整和职工转移等变动因素, 适应年轻人的承受风险能力较强, 愿意自主投资决策;年轻职工流动性强对计划的可携带性要求较高等特点。

并且, 随着经济发展不同时期及经营状况的变化, 企业可以不断调整企业年金计划的模式, 以适应新经济条件下的劳动关系。例如, 20世纪90年代以前, 美国雇主很喜欢DB型的计划, 因为它们可以较容易地控制企业的资金, 企业经营状况也相对稳定。20世纪90年代初, 知识经济的前兆已经出现, 雇主们开始重视企业年金计划的适应性和竞争力, 引进DC计划, 对雇主来讲, 可以避免待遇确定计划的风险并降低管理成本;对雇员来讲, 其最大的好处是可携带, 便于职业流动。目前, 无论是DB计划还是DC计划, 都呈现不断增长之势。统计显示, 美国符合标准的DC计划的数量从1975年的20.8万上升到了1998年的67.3万。至2001年, DB计划的积累额为18650亿美元, DC计划的积累额高达24520亿美元。

3.2 DB-DC复合型企业年金模式

对于大多数的企业而言, 建立企业年金时并不适合纯粹的DC或是DB方式。企业在建立企业年金制时, 既可以DB型为主兼融DC型的优点, 可以DC型为主兼融DB的优点, 也可以采用DB——DC复合型的模式。DB——DC复合型模式的企业年金计划, 既具有DB模式的特点, 又有DC模式的优势, 是DB制与DC制相结合起来的某种制度。具体来讲, 账户管理采取DC模式, 雇主和职工的缴费计入个人账户, 以体现个人产权, 但是缴费不一定固定化;投资可以采用DB模式, 以实现规模经济效益, 但给付却不一定是固定的, 而是采取DC型完全积累制的方式, 待遇亦根据投资效益进行确定。这样, 就可以发挥DB和DC模式各自的优点, 避免或减少各自的弊端, 提高企业年金的运行质量和保障水平。

参考文献

[1].邓大松, 刘昌平.中国企业年金制度研究[M].北京:人民出版社, 2004.2:3~402

[2].魏加宁.养老保险与金融市场[M].北京:中国金融出版社, 2002:22~28

[3].邓大松, 刘昌平.中国企业年金制度若干问题研究[J].经济评论, 2003, (6) :70~74

[4].王延中.中国企业年金的制度设计与政策选择[J].经济管理, 2003, (22) :29~35

[5].哈里.马克威茨 (Harry Markowitz) .资产选择——投资的有效分散化[M].北京:首都经济贸易出版社, 2001

DC模式 篇6

1 Planar 模式和 DC 模式的算法研究

1. 1 Planar 模式的算法研究

Planar预测模式主要用于图像纹理相对平滑而且有相对渐变过程的区域,其预测方法是使用与当前块待预测像素对应的上、下、左、右4个方向的相邻边界上的像素值作为参考像素值,通过线性插值和求平均计算,得到当前块的预测值。Planar模式预测公式为

式中: predsamples[x,y]为当前块的预测值; n S为当前PU的宽度( 注: n S是一个变量名,详见HEVC标准,有时也写成W,都是代表预测块的宽度) ; x为待测像素的横坐标; y为待测像素的纵坐标; p[nS ,-1]为上方参考像素的值; p[1,n S]为右方参考像素的值。

对式( 1) 拆分合并可推导出

可将式( 2) 中nS ,x +1,y + 1视为加权系数,那么对式( 2)求解只需要2步: 1) 求解中间值p[nS ,-1]-p[-1,y]与p[-1,n S]p[x,-1 ],如图1所示,最右边列 ( Right Column) 和最下边行( BottomRow) 即为中间值。2) 对所得中间像素点值和已知像素点值进行加权。

1. 2 DC 模式的算法研究

相比于Planar预测模式,DC预测模式主要用于图像平坦纹理平滑,且没有太多渐变的区域。预测方式为: 首先将当前块上方已解码块的最后一行参考像素与当前块左侧已解码块的最右一列参考像素求均值,作为中间变量dc Val,如式( 3)所示

式中: n Tb S为变换块的大小( n Tb S是一个变量名称,不是3个变量,详见HEVC标准) ; x',y' 分别为像素点的x,y坐标。HEVC标准规定当前块的第一行第一个像素的坐标为[0,0 ]。然后根据中间变量dc Val分别求出p[0,0],p[x,0],p[0,y]以及p[x,y]

可见,DC模式先预测待预测块的第一行的第一个像素值pred Samples[0,0]; 然后依次预测出待预测块的第一行与第一列像素,即pred Samples[x,0]与pred Samples[0,y]; 最后预测出待预测块剩余的所有像素值。求解顺序如图2所示。

2 Planar 和 DC 预测模式的并行化

2. 1 PAAG 仿真平台

PAAG是面向图形图像处理的轻核阵列机,能够实现高效的线程级、数据级和操作级的并行运算。其体系结构由多个处理器簇组成,每个簇包含16个处理器单元( ProcessingElements,PE) ,这16个处理单元通过近邻互联组成4×4的二维阵列。根据视频算法分析,视频标准中对宏块处理的最小单位是4×4,或者以此为基数进行成倍增加。因此,PAAG的基本簇结构对视频算法的并行化有独特的优势,这也是许多此类阵列机在处理视频算法中的优势所在。PAAG体系结构中,每行、列处理器分别对应有行控制器( Row Controller,CRi) 、列控制器( Column Controller,CWj) ,每个行控制器和列控制器都带有自己的程序存储,可以把一行或一列处理单元重构成SIMD模式,用来实现行、列的数据加载和并行运算。PAAG结构如图3所示,其中CR0~CR3、CW0~CW3分别为行、列控制器,Cluster Memory是簇存储器,用来存储数据和程序,Cluster Controller是簇控制器,用来协调整个系统的工作[14]。PAAG当前的设计最多可支持4 096个PE( PE数量是可配置的) ,每个PE都有4个方向的共享存储,通过它们可以向PE周围的4个方向共享数据,实现数据的通信。

PAAG IDE ( Integrated Develop Environment ) 是PAAG根据自身硬件结构设计的一套完整的集成开发环境,它可以实现对各种图形图像处理算法并行化的硬件实现进行仿真。它集成了精确的硬件时钟计算、汇编器、程序性能统计与分析以及完整的调试模块,本文设计的并行化算法在该平台上进行验证。

2. 2 Planar 模式并行化方案

本文基于PAAG的Planar预测模式的并行化思想是: 将N×N预测块划分为多个4×4的小块,这是根据PAAG的结构所确定的,对于不同结构的多核处理器划分方式可以不同。通过最优的数据分配方式,将参考像素加载到PAAG结构中的16个PE中,通过16个PE的并行工作,快速计算出像素预测值。

以8×8的预测块为例,首先将8×8的块分成4个4×4的区域,以便于能充分利用16个PE并行计算。如图4所示,整个Planar模式预测通过依次计算出区域1 ~ 4的像素来完成。

数据分析: 由公式可推导出,参考像素A0~ A7分别用于且只用于行坐标为0 ~ 7的像素的预测,即A0只用于行坐标为0的像素的预测,A1只用于行坐标为1的像素的预测等。故对顶部参考像素即A0~ A7,使用行加载方式。相同地,B0~ B7分别用于且只用于列坐标为0 ~ 7的像素的预测,故对最左边列的参考像素B0~ B7使用列加载方式。行列加载方式如图5所示。

第一步,对区域1并行化处理。区域1像素的预测,只需加载参考行像素A0,A1,A2,A3和H,以及参考列像素B0,B1,B2,B3和L。将参考像素按照图6所示的方式和顺序进行分配加载( 图中123456表示加载顺序) : 1) 按行加载方式加载参考行像素A0,A1,A2,A3; 2) 按列加载方式加载参考列像素B0,B1,B2,B3; 3) 按行加载方式加载参考行像素H; 4) 按列加载方式加载参考行像素L。这样分配数据的目的是使各个PE得到其所需的数据即可,不会加载到各PE计算用不到的数据( 例如PE0计算p[0,0]就用不到参考像素B1) ,同时也减少了PE间数据访问时间。数据加载完成后,16个PE根据式( 2) 的第一步并行计算,即可得出图4中区域1预测所需的中间值C0~ C3以及D0~ D3。求差操作得到中间值后,每个PE都得到了其用于预测所需数据,然后根据式( 2) 第二步进行相应的加权、移位操作,16个PE并行计算出图4所示的区域1的预测值。

第二步,对区域2并行化处理。由于第一步中B0,B1,B2,B3以及M和N均已加载到各对应PE中,因此在预测此区域时只需加载4个参考行像素A4,A5,A6,A7即可。对其按照行加载方式进行加载如图6。通过新加载的参考行A4~ A7和第一步已加载的参考列像素B0~ B3以及M和N,各PE可以根据式( 2) 第一步并行计算得到区域2的中间值D4~ D7。此时,根据式( 2) 第二步对数据A4~ A7、D4~ D7、B0~ B3和C0~ C3进行加权、移位操作,即可得到区域2的预测值。

第三步,对区域3并行化处理。按列加载方式加载参考像素B4、B5、B6、B7,如图6所示。通过新加载的参考行B4~B7和第一步加载的参考行像素A0~ A3以及M和N,各PE根据式( 2) 第一步并行计算即可得到区域3所需中间值C4~C7。此时,各PE对已有数据并行操作即可得到区域3的预测值。

第4步,对区域4并行处理。由于区域4像素的预测所需参考行像素A4、A5、A6、A7和M,以及参考列像素B4,B5,B6,B7和N在前3步已加载完成,并且C4~ C7和D4~ D7均已求出,所以各PE根据式( 2) 第二步进行加权、移位并行计算,即可得到区域4的预测值。

通过这4步操作即可完成HEVC帧内预测8×8的Planar预测模式的并行化。在整个过程中,数据分配方式是最优的,每个PE的计算都无须调用其他PE的数据,节省了存储访问时间。并且在整个过程中16个PE都能充分并行起来,每一步所得的中间数据都能巧妙地被下一步操作使用。

2. 3 DC 预测模式并行化

根据上文介绍的HEVC标准中DC预测模式的计算方法,本文基于PAAG的DC预测模式的并行主要思想是: 根据式( 3) ~ 式( 7) ,通过16个PE对32×32个像素进行并行求和计算得到中间值dcV al,然后将dc Val通过邻接互联的方式传递给全部16个PE,此时,每个PE中均有预测所需的参考像素值和中间值dc Val,即可并行求出对应的预测值。

具体实现方法可以分为两步: 先求中间值dc Val,再求预测值。

数据分析: 从公式可看出p( 0,0) 的预测值可由p(-1,0)和p( 0,-1) 得出,故对p( 0,0) 进行预测所使用的PE需要加载这两个像素。对于p( x,0) 的预测只需要用到最左侧对应坐标值为( x,-1) 的参考像素。对p( 0,y) 的预测只需要用到最上边对应坐标值为(-1,y) 的参考像素。而对于除此之外其他的p( x,y) 只需要求出中间变量dc Val即可。因此以32×32的预测块为例,将32个像素值进行分配,如图7所示,其中括号内的数字表示像素的坐标值。

数据分配加载完成后,通过PE的并行计算和相互间通信,即可在PE9和PE10中得到DC预测模式的中间值dc Val。

求预测值: 计算预测块各点的预测值。首先,将PE9与PE10中计算得到的中间值dc Val传递到所有PE当中,数据传递方式和顺序如图8所示。

图8中,PE9将中间值dc Val分别向上、左、下3个方向传递至PE5、PE8和PE13; 然后PE5向上传递至PE1,PE8向上传递至PE4,PE13向左传递至PE12; 最后PE4向上传递至PE0。PE10的传递方式与PE9的方式对称。中间值dc Val通过这三步传递即可到达所有的PE中,被用来对预测值进行计算。

同时也可以看到,数据传递和共享是非常耗时的,所以设计中尽量避免了数据共享和存取。

此时,PE0中已经加载了p[0,-1]和p[-1,0],故可直接计算得到预测值p[0,0]。PE0~ PE15可一次计算出除p[0,0]外的和参考行像素对应的第一行31个预测值p[0,y],以及和参考列像素对应的预测块第一列31个预测值p[x,0]。其余预测值p[x,y]直接由中间值dc Val代替,并且已经存在于每个PE中。

这样,各PE根据中间值dc Val大小并行计算,即可得到当前块的所有预测值。

3 仿真验证与分析

1) 为了检测本文Planar预测模式并行化方案的可行性和并行效率,将此方案映射到PAAG仿真平台PAAG IDE上。数据加载时间为44个时钟周期,整个并行计算完成需要241个时钟。

为了对比Planar预测模式在PAAG上并行计算的效率,仅使用单个PE,并且对相同大小的8×8的预测块进行Planar预测模式的串行计算仿真,得到串行计算下Planar预测所需时钟周期数。仿真结果表明,数据加载需要77个时钟周期,整个预测过程需要1 527个时钟周期。

经仿真验证,Planar预测模式串行计算预测值与并行计算预测值完全吻合。Planar预测模式串行计算仿真结果与并行计算时钟周期对比如表1所示。

cycle

由表1可见,Planar预测模式的并行实现,可以大大减少在单个PE上串行实现所需的数据加载时间以及预测所用的时钟周期数,并行算法的计算速度相比串行提高了84% ,串/并行加速比达到6. 34。仿真结果表明,此并行算法可以充分利用了PAAG结构的特点,有效提高了Planar预测模式的计算速度。

2) 将本文提出的DC预测模式方案在仿真平台PAAGIDE上进行仿真。仿真结果表明,计算中间值dc Val需要62个时钟周期,完成DC预测模式的所有计算共需要146个时钟周期。

为了对比DC预测模式在PAAG上并行计算的效率,将相同大小为32×32的预测块在PAAG IDE仿真平台上进行DC预测模式的串行计算。仿真结果表明,中间值dc Val计算完成需要473个时钟周期。DC预测模式的预测完成共需要794个时钟周期。

同样地,DC预测模式串行计算的预测值与并行计算的预测值完全吻合,证明了本文DC预测模式并行方案的正确性。DC预测模式串行计算仿真结果与并行计算仿真结果对比如表2所示。

cycle

由表2可见,DC预测模式的并行实现,可以大大减少在单个PE上串行实现所需的数据加载时间以及预测所用的时钟周期数,并行算法的计算速度相比串行提高了81% ,串/并行加速比达到5. 44,有效地减少了DC模式预测所需时间。

4 结束语

帧内预测是HEVC视频编解码中非常重要的部分,本文结合面向图形图像处理的阵列处理器PAAG的结构特征,提出了一种帧内预测Planar和DC模式算法的并行优化方案。在分析原有算法的基础上,将算法进一步拆分合并,提出适合并行化的算法步骤。通过最优的数据分配方式,将16个PE充分利用起来进行并行化计算,大大提高了计算效率。实验中发现,由于PAAG的邻接互联方式的限制,数据共享消耗时间较长,所提并行方案运算速度还有很大的提升空间。同时,本文提出的并行方案属于普适方法,接下来也将在类似的多核处理器架构上进行实验。

摘要：针对HEVC帧内预测Planar和DC模式算法的特点,提出实现这两种模式的并行化方法。该方法是通过分析推导Planar和DC模式算法之间的可并行性,以西安邮电大学自主设计的一款面向图形、图像应用的阵列处理器PAAG(Polymorphic Array Architecture for Graphics and Image Processing)平台为基础,采用最优的数据分配方式,合理地设计了多处理单元并行工作的算法程序。实验结果表明Planar预测模式和DC预测模式在多处理单元上的并行实现,相比于单核的串行运算速度分别提高了84%和81%,串/并行加速比分别达到6.34和5.44。该并行化算法减少了视频的编解码时间,其数据分配方案对于帧内预测算法在多核结构上的并行化研究也有一定的参考价值。

半桥式双向DC/DC变换器研究 篇7

关键词：双向DC/DC变换器,工作原理,仿真

0 引言

双向DC/DC变换器指变换器两端直流电压方向不变[1],根据实际需要改变电流方向,从而实现能量的正反向流动。与使用两套单向DC/DC变换器反向并联来实现能量的正反向流动相比,双向DC/DC变换器节省了元器件数量,大大减小了装置的体积[2],同时也能提高系统的功率因数。近年来,随着蓄电池充放电、电动汽车车载电源、新能源发电、轨道交通等技术的快速发展,双向DC/DC变换器得到了越来越广泛的应用[3,4,5,6]。

20世纪80年代初,为了减轻航天器电源系统的体积和重量,美国科学家首次将双向Buck/Boost变换器应用于航天电源充放电系统[7],用双向Buck/Boost变换器代替了原有的蓄电池充电器和放电器。1994年F.Caricchi等研制成功了电动汽车驱动用的20 k W双向DC/DC变换器,同时国内有关学者也展开了电动车用双向直流变换器的研究和试验工作。

本文所设计的半桥式双向DC/DC变换器拓扑结构简单,无需电气隔离,所用开关元件少,控制方式简单,同时开关元件的电压、电流应力较小,节省了磁性元件,而且效率较高,在电池储能系统这一类效率要求较高的场合应用前景广泛[8]。

1 半桥式双向DC/DC变换器工作原理

半桥式双向DC/DC变换器的拓扑结构如图1所示,变换器正向工作时,开关管S2开关工作,S1截止,此时电路即为Boost升压变换电路;反向工作时,开关管S1开关工作,S2截止,此时电路即为Buck降压变换电路。无论正向还是反向[9,10],变换器都是通过电感实现能量的储存和传输。

1.1 正向(Boost)工作模式

变换器正向工作时,蓄电池通过变换器向直流母线传输能量,维持直流母线上电压恒定。此时,全控型开关管S2工作于开关状态,S1需可靠截止,等效电路如图2所示。当S2导通时,蓄电池电压U1加在电感L两端,电感电流iL线性增大,蓄电池U1向电感L充电,电感储能,电能以磁场能的形式存储在电感L中,电容C2向直流母线提供能量,以维持U2恒定。当S2关断后,二极管D2导通,蓄电池U1和电感L通过D2向直流母线提供能量,同时向电容C2充电,电感L释放能量,泵升电压,其电流逐渐减小。

1.2 反向(Buck)工作模式

变换器反向工作时,直流母线通过变换器向蓄电池回馈能量。此时,S1工作于开关状态,S2需可靠截止,等效电路如图3所示。当S1导通时,直流母线U2通过S1和电感L向蓄电池充电,因为U2>U1,电感电流iL线性增大,电感储能,电能以磁场能的形式存储在电感L中;当S1关断时,二极管D1导通,电感电流iL通过D1续流,此时,电感L上的电压为-U1,故iL线性减小,电感释放能量,能量向U1转移。

2 半桥式双向DC/DC变换器仿真分析

在MATLAB/SIMULINK中搭建半桥式双向DC/DC变换器的仿真模型,仿真参数如下:L=1 m H,f=50 k Hz,R=100Ω,C2=5μF,直流电压100 V,变换器正向(Boost)工作时输出电压如图4所示,反向(Buck)工作时输出电压如图5所示。

3 结语

本文详细分析了半桥式双向DC/DC变换器的正向和反向工作原理,在此基础上对变换器正反向工作模式进行了仿真研究,仿真结果证明该变换器不仅可实现能量的正反向流动,且输出电压稳定,纹波较小,响应也较快。

参考文献

[1]张勋,王广柱,商秀娟,等.双向全桥DC-DC变换器回流功率优化的双重移相控制[J].中国电机工程学报,2016,36(4):1090-1097.

[2]许正平,李俊.双向全桥DC-DC变换器高效能控制研究与实现[J].电力系统保护与控制,2016,44(2):140-146.

[3]GARCIA P,FERNANDEZ L M,GARCIA C A,et al.Energy management system of fuel-cell-battery hybrid tramway[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2010,57(12):4013-4023.

[4]CHIU H J,HUANG H M,LIN L W,et al.A bidirectional DC-DC converter for fuel cell electric vehicle driving system[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2006,21(4):950-958.

[5]KRIAMER F,KOLAR J W.Efficiency-optimized high current dual active bridge converter for automotive applications[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2012,59(7):2745-2760.

[6]ZHAO B,SONG Q,LIU W H,et al.Next-Generation MultiFunctional Modular Intelligent UPS System for S mart Grid[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2013,60(9):3602-3618.

[7]严仰光.双向直流变换器[M].南京:江苏科学技术出版社,2004.

[8]郭熠.电动汽车双向DC/DC变换器的研究[D].天津:天津大学,2004.

[9]张斌,张彦会,史维玮,等.基于纯电动汽车的双输入双向DC/DC变换器设计[J].广西科技大学学报,2014,25(4):67-71.

新型ZVS全桥DC/DC变换器 篇8

本文提出一种能在较大输入电压和负载范围内实现开关管的ZVS的新型全桥拓扑结构。该电路在不增加辅助变换器条件下,能有效减小环流损耗,适合应用在负载恒定、输出电压需大范围调节的场合。

1 电路结构及工作原理

1.1 电路结构

主电路结构如图1所示。VS1~VS4为主开关管,VD1~VD4为反并联二极管,C1~C4为缓冲电容,La为辅助谐振电感,Ud为直流输入电压。

它与传统的全桥零电压电路的区别主要是:传统的阻断电容被分成2个等效电容串联在桥臂中点之间;传统的高频变压器被分成2个等效的高频变压器;增加辅助电感La为滞后臂ZVS创造条件,弥补变压器漏感储能不足的问题。

1.2 工作原理

电路的主要工作波形如图2所示。

ug1~ug4为开关管VS1~VS4驱动信号,up1、up2为2个变压器初级电压波形,ip1、ip2为2个变压器初级电流波形,La为谐振电感,为轻载条件下开关管的零电压创造条件,uLa为电感电压,uLa=up1-up2,幅值等于Ud,占空比为1-D。因此,当占空比D很小并且负载电流很小时,uLa的占空比很大,电感电流iLa峰值ILa很大,有足够的能量为滞后臂创造零电压开关条件。可以得到ILa的表达式为

式中fs=1/Ts为开关频率。

图3中虚线所示为占空比D很大时的相关波形,可以看出,当负载电流很大时,变压器漏感中的能量足以实现开关管的零电压开关,这种情况下,电感中储能最小,uLa占空比也很小。

当输出恒定时,如果输出滤波电感电流连续,占空比D与负载无关。但在电流连续模式下,负载电流必须限制在最大电流的20%,否则,要求输出滤波电感值和体积相当大。在电流不连续模式下,占空比随负载电流减小,轻载时D≈0。

当输出需要在大范围调节并且负载阻抗恒定时,负载电流可表达为(忽略占空比损失)

因此,该电路中,负载电流和辅助电感电流按反方向变化。当占空比D很大,负载电流很大时,变压器漏感中的能量足够实现ZVS,辅助电感电流很小,传导损耗减小。当占空比D很小,负载电流很小时,变压器漏感中的能量不足以实现ZVS,辅助电感电流增加以达到ZVS。因此,滞后臂的零电压开关和传导损耗的减小都得到了有效解决,变换器在没有增加传导损耗的前提下实现了大范围的ZVS。

由图1可知,该变换器采用了2个变压器,其规格与传统的全桥零电压变换器中的变压器完全相同,但变压器初级峰值电压只有传统变换器中的一半,即±Ud/2。因此,2个变压器总的功率与传统变换器中一个变压器的功率相等,尤其在大功率应用场合,2个变压器更有利于散热设计。同样,2个阻断电容也要承受峰值为Ud的直流电压。

2 关键参数设计

从图3开关管驱动脉冲序列可知,传统全桥零电压变换器滞后臂的2个开关管在负载电流低于某一值时,变压器漏感储能不够,无法实现ZVS。在该电路中,辅助电感的储能将在轻载时实现滞后臂的ZVS。从超前臂开关管VS1、VS2的开关时刻看,此时变压器初级电流ip1、ip2和电感电流iLa都处于最大值,滤波电感Lf、变压器漏感和辅助电感La的储能全部参与缓冲电容C1、C2的充放电,当负载电流较大时,滤波电感Lf的储能即可实现超前臂的ZVS,变压器漏感和辅助电感的储能可忽略,即使在较小的负载电流下,超前臂也能实现ZVS,因为辅助电感的电流随着负载电流减小而增大。但此时滤波电感Lf的储能并不参与滞后臂VS3、VS4的ZVS,只有变压器漏感和辅助电感的储能参与缓冲电容C3、C4的充放电过程。假定变压器Tr1、Tr2漏感相同,且忽略变压器绕组电容,开关ZVS过渡过程能量平衡方程式为

其中,C3=C4=C。采用适当的设计可减小变压器漏感从而减小D丢失,进而减小变压器次级冲击和振荡。这也将提高变压器匝数比,减小初级传导损耗。辅助电感La的储能实现滞后臂的ZVS须满足:

由式(1)和式(4)可得:

实际上,尽管漏感可减小,但即使在满载时漏感的储能也可能实现不了滞后臂的ZVS,如占空比D≈1时,这时辅助电感La仍然需要参与谐振以实现ZVS。辅助电感La偏小,将导致大的电感电流ILa,尤其在D≈0时,开关管的通态损耗将增加。因此,变压器的漏感也不能太小,可选择一个最优的值使变换器实现大负载范围的ZVS以提高效率[9,10,11,12,13,14,15,16]。

3 实验结果及分析

根据新的拓扑,设计了一台9 k W的实验样机,直流输入电压300 V,开关频率f=20 k Hz,开关管采用IGBT SKM200GB128DE,输出最大电流30 A,C1=C2=C3=C4=4.7μF,变压器变比N=1.6,输出滤波电容Cr=1 000μF,Ls=48 m H,Cf=10μF,La=280μH,Cdc1=Cdc2=1μF,Lf1=Lf2=22μH。实验波形如下,图3为软开关条件下辅助电感La两端电压波形,可见,软开关条件下开关关断时的电压尖峰明显减小,由此产生的EMI也将显著减小。图4为软开关条件下滞后臂开通时,IGBT管的栅极(G)与漏极(S)的电压uGS(曲线1)和源级(D)与漏极(S)的电压uDS(曲线2)波形,由此可见,滞后臂实现了零电压开通。图5为软开关条件下开关管端电压波形,可见,软开关条件下的电压尖峰大幅减小。图6为效率实验对比(图中η为逆变器效率,Pout为输出功率),采用软开关拓扑电路效率极大提高,8 k W时效率可达95%以上,在10%左右额定负载情况下,效率仍保持在80%以上,实现了大范围的软开关。

4 结论

DC模式 篇9

例如我们的设计要求是:输入电压是24V, 输出电压是5V, 输出电流是2.5A。其典型电路如下:

1 芯片选型

芯片的选型原则要兼顾以下几个参数:输入输出电压范围, 输出电流, 开关频率, 转换效率等。其中输入输出电压范围可以直接从芯片资料上得知, 输出电流也可以直接从芯片资料上得知, 但要注意的是, 有些芯片资料给出的是最大输出电流, 而有些给出的是芯片开关电流峰值, 这两个值是不同的概念, 不能混淆。可以用以下公式粗略换算:

Iout=0.65×Iswitch (min) × (Vin/Vout)

TPS54xx系列芯片的工作频率都是固定在500kHz, 最大效率均可达到95%, 属于高效转换型芯片。TPS54xx系列芯片主要有以下几种:TPS5410、TPS5420、TPS5430、TPS5431。前三者的输入电压都是5.5V到36V, 输出最大电流依次为1A、2A和3A (注意, 这里的电流参数是输出电流, 不是开关峰值电流, 不须再用公式转换) 。TPS5431输入电压范围是5.5V到23V, 最大输出电流为3A。芯片的选型要保证芯片参数能够承受得住设计的要求, 最好要有一定的裕度。但也不要过大, 例如我们只需要0.3A的电流, 而我们采用TPS5430, 这时我们只能达到低于90%的效率, 而采用TPS5410, 却可以达到95%以上的效率, 而且更经济。所以芯片的选型要能够满足要求又要合理。这里我们的要求是输入电压是24V, 输出电压是5V, 输出电流是2.5A。所以我们采用TPS5430。

2 输入电容 (C1) 的确定

该电容在电路中起着很重要的作用, 由于DC开关在导通瞬间需要很大电流, 而电源的电流输出能力及响应速度总是有限的, 加之DC开关的频率一般较高, 没有此电容电路将不能正常工作或者不能工作。例如, 某电源输出参数为12V——1A, 经DC/DC变换为4V——2A的输出, 此时开关导通瞬间将需要2A以上的电流, 而电源无法提供1A以上的电流, 此时该电容就能够在瞬间辅助电源输出大于1A的电流, 以保证DC开关瞬间需要的电流。另外, 此电容必须靠近DC转换芯片 (DC开关) , 例如通过上图实现我们所需要的变换要求时, C1距离DC转换芯片3cm时, 输出电压精度大大减小, C1距离DC转换芯片5cm以上时, 此电路将无法工作。电路输出功率越大, 工作频率越低, 此电容需要的值越大。TPS5430芯片推荐我们使用10uF (此电容尽量选取等效串联电阻低的电容, 如果只有普通电容, 就选取容值较大的, 如47uF) , 如果要求电路输出更稳定, 可以稍稍加大。但一般不要小于芯片资料所给出的值。并且在10uF的电容旁边并接一个0.1uF的瓷介电容将有利于电路的运行。

3 输出电感 (L1) 的确定

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TPS54xx系列芯片输出电感的最小值可以用以上公式确定, 例如通过计算可得上述例子所需的电感值是15.8uH, 我们取标准值22uH。另外关于电感选型原则如下:首先是电流的问题, 在DC/DC电路中有三种电流的概念:输出电流、电感承受的有效值电流和流经电感的峰值电流, 三个值依次增大, 所以电路所取能够承受的最大电流应该大于流经电感的峰值电流, 而流经电感的峰值电流可以通过以下公式计算得出:

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另外, 所选取的电感应该保证在额定的工作状况下不会出现磁饱和, 所以应该选取功率电感, 并且选择磁体较大的或者磁环电感。

4 输出电容 (C3) 的确定

输出电容在整个电路中也起着关键的作用, 大的输出电容可以减小输出纹波, 但过大的输出电容会导致瞬态响应时电流过大, 另外TPS54xx系列芯片存在内部环路补偿, 因此必须选择支持内部补偿功能的外部LC滤波器。对于此类器件而言, 内部补偿最适合的频率是3kHz至30kHz, 我们一般取18kHz, 那么输出电容可以用以下公式确定:

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5 放电二极管 (D1) 的确定

由于DC/DC电路中有电感的存在, 因此放电二极管是必需的。此二极管的耐压值必须大于输入电压0.5V以上, 其所承受的电流必需大于1/2倍流经电感的峰值电流。另外, 为了提高DC/DC的转换效率, 此二极管的导通压降要尽量低, 开关频率要尽量高, 避免损耗过大。肖特基二极管刚好能够满足上述要求, 所以推荐使用肖特基二极管, 如B340A。

6 输出电压的确定

TPS54xx系列芯片通过两个外部电阻决定其输出电压, 由于内部设有1.221V的基准源, 在此推荐R1取10K, R2的取值通过下述公式确定: